Abstract：This paper introduces a full-bridge Phase-Shift ZVS PWM DC/DC converter. An overview of this soft switch technique is presented including numerous design equations and associated voltage, current and timing waveforms supporting this technique. Some of control circuitry areas are given. At last a simulation with MATLAB of this converter will be provided and the results are included.

Keyword：soft-switch, PS-FB, simulation

１　引言

　　直流电源系统是发电厂、水电站以及35KV—500KV变电站中不可缺少的二次设备，主要为断路器分合闸、二次回路的仪表仪器、应急灯光照明等设备提供直流操作电源，由充电电源、蓄电池组、降压硅调节器等组成。充电电源给蓄电池组充电，在电网正常运行时由充电电源直接提供电源，当电网存在故障时则由蓄电池组提供。可以说充电电源的性能决定着直流电源系统的性能。传统的充电电源多是相控电源，PWM开关电源，存在着种种缺点：效率低、纹波大、体积大。随着阀控密封铅酸电池的广泛应用，对原有的充电电源系统提出了更高的性能要求。阀控密封铅酸电池对温度的反应灵敏，不允许欠充或过充，因此传统的充电装置不能满足其要求。
　　目前大中功率的直流充电电源多是采用全桥移相技术，可分为两大类：全桥移相零电压（ZVS PWM）变换和全桥移相零电压零电流（ZVZCS PWM ）变换。全桥移相零电压变换器利用变压器的漏感和原边串联的谐振电感与功率元件（MOSFET）的寄生电容产生谐振实现软开关。由于滞后臂较难实现零电压开关，所以串联的谐振电感通常比较大，导致副边占空比的损失。全桥移相零电压零电流变换器超前臂实现零电压，滞后臂实现零电流，但是原边存在环流，而且这种控制方式多适用于IGBT，从而使得开关频率比较低，不利于减少变换器的体积和重量。
　　本文在研制220V/10A电力充电电源时采用全桥移相零电压技术，通过饱和电感来减少副边占空比的损失[7]，可在较大负载范围内实现零电压开关，降低开关应力，减少开关损耗，提高系统可靠性和效率。文中用MATLAB建立了系统的仿真模型，并给出了仿真结果。

２　ZVS PWM 全桥变换器工作原理

　　全桥移相式零电压软开关电源通过改变两臂对角线上下管驱动电压移相角的大小来调节输出电压，这种方式是让超前臂管栅压领先于滞后臂管栅压一个相位，并在IC控制端对同一桥臂的两个反相驱动电压设置不同的死区时间，同时利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来完成谐振过程以实现零电压开通，从而错开了功率器件电流与电压同时处于较高值的硬开关状态，并有效克服了感性关断电压尖峰和容性开通时管温过高的缺点，减少了开关损耗和干扰。
　　全桥移相零电压变换器主电路如图1，C5是隔直电容，保护变压器避免饱和。Lr是饱和电感，相当于一个开关，有电流时电感饱和，相当于短路，没有电流时相当于开路。

图1 全桥移相零电压变换器主电路
　　在一个开关周期中，移相零电压软开关变换器有12种开关状态（见图2），各开关状态的工组情况描述如下：

图2 主电路的波形
IP是原边电流　VAB是AB之间的电压
　　（1） 开关摸态0
　　在t0时刻以前，QA和QD导通。原边电流由电源经过QA、谐振电感Lr、变压器原边绕组以及QD，最后回到电源负端。此时，C1和C4电压为零, C2和C3电压为Vin。
　　（2） 开关模态1
　　在t0时刻，关断QA，原边电流转移到C1和C2支路中，C1被充电，而C2放电。由于C1和C2，QA是零电压关断。直到时刻t1，C2的电压下降到零，D2自然导通，开关模态1结束。
　　（3） 开关模态2
　　D2导通后，打开QB。原边电流从D2中流过，QB没有电流。由于QB是在D2导通时打开，所以是零电压关断。
　　（4） 开关模态3
　　在t2时刻，关断QD，原边电流由C4和C3提供，即C3放电，C4充电。由于C4和C3的存在，所以QD是零电压关断。此时实际上时谐振电感和电容C4、C3在谐振工作，直到t3时刻，C4的电压上升到Vin，D3自然导通，结束这一开关模态。
　　（5） 开关模态4
　　在t3时刻，D3由于导通，QC的电压被箝位倒零，打开QC，实现零电压开通。到t4时刻，原边电流下降到零，D2和D3自然关断，QB和QC将通过电流。
　　（6）　开关模态5
　　在t4时刻，原边电流由正值过零，逐步向负方向增大，此时QB和QC为原边电流提供回路。在t5时刻，原边的电流达到折算倒原边的负载电流，结束这一开关模态。
　　（7） 关模态6
　　在这段时间里，电源通过QB和QC回路给负载供电，直到QB关断，变化器开始下半个周期的工作，其工作情况类似上述的半个周期。
　　需要指出的两个重要问题：
　　占空比丢失——从图2可以看出，在t2到t5和t8到t11，正是原边电流从正向（或负向）向相反方向换流的过程，此时虽然原边有电压方波，但是不足以提供负载电流，副边的整流桥处于续流状态，两端电压为零。这样副边就丢失了部分的电压方波。
　　移相全桥两臂实现零电压的条件——从图2可以看出，QA和QB比QC和QD早实现零电压开关，所以QA和QB是超前臂，QC和QD是滞后臂。QA和QB实现零电压导通的时间取决于（t0~ t1）和（t6~ t7），而QC和QD实现零电压导通的时间取决于（t2~ t3）和（t8~ t9）。在（t0~ t1）和（t6~ t7）期间谐振电感Lr和滤波Lo电感是串联的，而且Lo比较大，这样很容易实现D2和D1自然导通，也就是实现QB和QA零电压打开。而（t2~ t3）和（t8~ t9）期间，副边处于续流阶段，相当于变压器原边短路，完全由谐振电感提供能量分别使得D3和D4自然导通。此时实现零电压开关的条件是：电感能量大于所有参与谐振电容的能量。即

　　　　　　　（1）
　　Lr是谐振电感和变压器漏感之和，Coss是MOSFET的结电容，Ct是变压器原边绕组的寄生电容。由以上讨论可知，要使得滞后臂实现零电压开关，要么增大谐振电感，要么增大原边最小电流。

３　电路设计

　　（1） 谐振电感设计
　　开关管采用富士的2SK962，Coss=300pf，两只并联。最小电流取Imin =5/3 A，输入采用三相桥式整流输入电压Vin=500V，忽略变压器的原边寄生电容，计算得Lr=144μh。
　　（2） 输出滤波电感设计
　　由于输出电感的电流是单方向流动的，且基本上是一个直流量，并迭加一个很小的2倍于开关频率的交流分量，所以其工作时的磁通密度可以接近饱和磁通密度。工程设计中一般的采用经验算法，电感量的估算公式：

　　　　　　（2）
　　其中 为输出直流电压的最小值， 为开关频率， 为满载输出电流，n为变压器变比， 为变压器原边输入电压， 为整流二极管导通压降。对于本设计， =220V， =100kHz， =10A，n=0.5， =500V， =1V，最后可算得Lf=64μh。
　　（3）　UC3875的应用
　　UC3875是美国Unitrode公司（现被Ti收购）针对移相全桥控制推出的控制芯片[8]。它提供了四个独立的输出驱动端可以驱动全桥变换器的四个开关器件。这四个输出均为图腾柱驱动方式，可以提供2A的驱动峰值电流。可以直接驱动MOSFET或经过隔离变压器驱动MOSFET。驱动信号有OUTA~OUTD输出，分别通过DELAYSET A/B和DELAYSET C/D设置死区时间。CS+提供了过电流保护，当的CS+电压大于2.5V时，关闭输出，防止灾难事故发生。SS通过接一个电容实现软起动。EA+（误差放大器的正相输入）接参考电压，与EA-（误差放大器的反相输入）接的输出电压相比较，COMP（误差放大器的输出）通过一个二极管接电流反馈，限制输出电流。控制电路图如图3所示。

　　（3）输出电压和电流检测电路
　　输出电压通过一个线性的光耦（HP7840）检测如图4。额定电压工作时通过一个运算放大器放大后得到一个5V电压，经过分压后与UC3875的EA-相连，为误差放大器的反相输入。输出电流由一个霍尔元件(LA28-NP,LEM)检测如图5。



４　系统仿真

　　 MATLAB6.5 中有一个SimPowerSystem工具箱，它提供了MOSFET、IGBT等功率模块，可以方便的实现电力电子电路仿真。本文利用SimPowerSystems和SimuLink工具箱建立系统的模型，进行仿真分析。
　　（1） 移相脉冲发生器子系统设计
　　如图6所示，由脉冲产生器发出脉冲信号，经过D触发器分频，然后通过延时环节后得到驱动信号OutA和OutB。脉冲产生器发出的脉冲信号经过积分器得到一个锯齿波信号，与反馈信号相比较，然后触发D触发器，产生移相后的驱动信号OutC和OutD。

图6 移相脉冲发生器子系统
　　（2） 主功率变换模块子系统设计
　　当MOSFET与电容并联时，为了减少开关回路中的低阻尼高频振荡，与电容串联一个小电阻，而且使Ron–Lon–C回路的阻尼因子小于即满足下述条件：

　　　　 （3）
　　由于MOSFET是一个电流源元件，为了防止仿真模型报警，谐振电感与一个大电阻相并联。

图7 主功率模块子系统
　　（3） 系统模型
　　如图8所示，通过SimuLink工具箱的传递函数与SimPowerSystems的电路元件相结合，实现了电流反馈。由于在环路中存在着触发模块，所以用一个记忆模块打断环路，使闭环系统能够正确运行。　　　　　
　　（4） 仿真结果
　　仿真参数： =500V；Lf=104μh； =100kHz；Lr=106μh；2*Coss=600pf。图9给出了一个桥臂的驱动信号、电压和电流波形。可以看出在MOSFET的电流反向时，其所受的电压接近于零，此时打开MOSFET实现了零电压开通。图10给出了变压器原边电压以及整流后的电压波形。

图8 系统模型

图9 同一臂的MOSFET的驱动信号、电压和电流波形

图10 变压器原边电压以及整流后的波形

5　结论

　　在电源设计中，首先通过MATLAB仿真，论证了系统实现的可能性，在仿真的基础上设计了220V/10A样机。试验证明在全桥移相电路中引入饱和电感，可以有效地减少了副边占空比损失，降低了开关应力和开关损耗，与常规的硬开关电源相比，系统效率大大提高。但是由于零电压全桥移相变换器本身的特性，副边占空比损失仍然存在，而且在轻载时难以实现软开关。

参考文献

［１］ 王聪，软开关功率变换器及其应用，科学出版社，2000。
［２］ 阮新波，严仰光，直流开关电源的软开关技术，科学出版社，2000。
［３］ 陆治国，电源的计算机仿真技术，科学出版社，2001。
［４］ 阮新波，严仰光，脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术，科学出版社，2001。
［５］ 丁道宏，电力电子技术，航空工业出版社，1992。
［６］ G. C. Hua, X. Yang, Y. Jiang, and F. C. Lee, Novel zero-voltage-transition PWM converters, in Proc. IEEE-PESC’93, pp.538-544.
［７］ G. Hua, F. C. Lee, M. M. Jovanovic, An improved zero-voltage-switched resonant-transition PWM converter using a saturable inductor，IEEE Power Electronics Specialists Conf. Rec., 1991.
［８］ Phase shift resonant converter UC3875/6/7/8, Product & Applications Hand Book 1995-1996, Unitrode Integrated Circuits Corporation.
［９］ Bill Andreycak, Designing a Phase Shifted Zero Voltage Transition Power Converter, Unitrode Power Supply Design Seminars Manual SEM-900,1993.