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四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器
http://www.dykf.com  2014-2-6  电源开发网           ★★★

1引言

经典DC/DC变换器的体积通常都很大,并且功率密度和功率传输效率均很低。虽然第一代罗氏变换器显著地增大了电压传输增益,提高了功率密度和功率传输效率,但是相对而言,其开关上的功率损耗仍然很大[1-8]。高功率密度的开关电感变换器已成功地应用于DC/DC变换器[7-9]中,但是在开关闭合和关断的转换期间,很大的电流和电压所产生的交叠,会在变换器内部两只开关上产生很大的功率损耗。

运用软开关技术可以减少功率损耗[10-14]。然而大多数文章中论述到的这类变换器仅是单象限运行。本文介绍的新型四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器,能够有效地降低变换器的开关损耗,从而极大地提高功率传输效率。四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器的电路如图1所示。电路1实现了Ⅰ,Ⅱ象限内的运行;电路2实现了Ⅲ,Ⅳ象限内的运行;电路1和电路2可以通过辅助开关实现相互转换。每一个电路都是由一只主电感L和两只开关及辅助元件所组成。假设主电感L足够大,则通过它的电流iL可认为是一常数。源电压V1和负载电压V2通常是恒定的,如:令V1=42V,V2=±28V[7-9]。

它的4种运行模式如下:

Ljl1.gif (6963 字节)

Lfl1b.gif (3855 字节)

图1四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器

(a)电路1(Ⅰ,Ⅱ象限内运行)(b)电路2(Ⅲ,Ⅳ象限内运行)

电路//开关或二极管 模式A(象限-Ⅰ) 模式B(象限-Ⅰ)Ⅱ 模式C(象限-Ⅲ) 模式D(象限-Ⅳ)
状态—通 状态—断 状态—通 状态—断 状态—通 状态—断 状态—通 状态—断
电路 电路1 电路2
S1            
D1            
S2            
D2            

表2不同频率时的实测结果

模式 f/(kHz) Lr1=Lr2/(μH) Cr/(μF) I1/(A) I0/(A) IL/(A) PI/(W) P0/(W) η/(%) PD/[W/(in)3]
A 20.5 1 4 16.98 25.00 25 713.0 700.0 98.2 17.66
A 21.0 1 4 17.40 25.00 25 730.6 700.0 95.8 17.88
A 21.5 1 4 17.81 25.00 25 748.0 700.0 93.5 18.10
B 16.5 1 4 25.00 16.40 25 700.0 688.8 98.4 17.36
B 17.0 1 4 25.00 16.20 25 700.0 680.4 97.2 17.25
B 17.5 1 4 25.00 15.97 25 700.0 670.1 95.8 17.13
C 19.0 1 4 16.17 23.82 35 679.1 667.0 98.2 16.83
C 19.3 1 4 16.42 23.64 35 689.7 662.0 96.0 16.90
C 19.5 1 4 16.59 23.53 35 696.8 658.8 94.5 16.95
D 40.0 1 4 24.05 15.64 35 663.4 656.8 97.5 16.50
D 40.3 1 4 24.23 15.49 35 678.5 650.6 95.9 16.60
D 10.5 1 4 24.35 15.40 35 681.8 646.7 94.8 16.61

表1开关状态(空白表示关断)

 

Lfl2a.gif (3254 字节)

Lfl2b.gif (5676 字节)

图2模式A运行

(a)等效电路(b)波形图

(1)模式A(象限I):电能由V1端传向V2端;

(2)模式B(象限II):电能由V2端传向V1端;

(3)模式C(象限Ⅲ):电能由V1端传向-V2端;

(4)模式D(象限Ⅳ):电能由-V2端传向V1端。

每种模式都有两个状态:“通”状态和“断”状态,其开关状态如表1所示[6,7,9]:

2模式A

模式A是一零电流开关(ZCS)buck变换器,其等效电路、电流和电压的波形图如图2所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0~t1,t1t2,t2~t3和t3~t4。导通时间为kT=t2,此时输入电流流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1-Cr。谐振角频率为:(1)特征阻抗为:(2)

谐振电流(交流分量)为:(3)

考虑到直流分量,电流峰值为:(4)

2.1时间间隔0~t1当t=0时开关S1导通,源电流以斜率V1/Lr1线性增加,但始终比负载恒定电流IL小,因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时,源电流等于负载恒定电流IL,此时t1为:(5)相应的位移角为:(6)

2.2时间间隔t1~t2

在这一时间段,电流流过谐振电容Cr,电路Lr1-Cr谐振,电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值后,电流下降至IL,如果变换器工作在准谐振状态,则在t=t2时电流下降到零,开关S1关断(模式B,C,D亦然)。

显然开关S1是在电流为零时关断。这一时间长度为:(7)

同时,电容Cr上的电压也是一正弦函数。当t=t2时,电容上的电压vc相应的电压值Vco为:

VCO=V1[1+sin(π/2+α1)]=V1(1+cosα1)(8)

2.3时间间隔t2~t3

由于开关S1关断,所以电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数,所以电压vc在时间间隔t2~t3内由Vco线性减小至0,则这一时间长度为:(9)

2.4时间间隔t3~t4

由于续流二极管D2的存在,电容电压vc不能减小至负值。当t=t3时,负载电流不再流经Cr,而是流经D2。从这时起,续流负载电流流过主电感L、负载电源V2和续流二极管D2。这一阶段的时间长度(t4-t3)取决于设计要求。若忽略功率损耗,且认为I2=IL,得出输入电流平均值I1为:(10)因此,(11)

导通占空比为:k=t2/t4(12)

整个开关周期为:T=t4(13)

相应的频率为:f=1/T(14)

Lfl3a.gif (3262 字节)

Lfl3b.gif (5383 字节)

图3模式B运行

3模式B

模式B是一零电流开关(ZCS)boost变换器,其等效电路、电流和电压波形如图3所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0~t1,t1~t2,t2~t3和t3~t4,导通时间为kT=t2,输出电流仅在时间段t4-t3内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr2-Cr。

谐振角频率为:(15)特征阻抗为:(16)谐振电流(交流分量)为:(17)考虑到直流分量,电流峰值为:(18)

3.1时间间隔0~t1

t=0时开关S2导通,电容Cr上的电压等于电源电压V1。电感电流iLr2以斜率V1/Lr1线性增加,但始终比负载恒定电流IL小。因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时,电感电流等于负载恒定电流IL,则t1为:(19)相应的位移角为:(20)

3.2时间间隔t1~t2

在此时间段内,电流流过谐振电容Cr,电路Lr2-Cr谐振,电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值点后,电流下降至IL。如果变换器工作在准谐振状态,则在t=t2时电流下降到0,开关S2关断。这一时间长度为:(21)

同时,电容上Cr的电压也是一正弦函数。当t=t2时,电容上的电压vc相应的电压值Vco为:

Vco=-V1sin(π/2+α2)=-V1cosα2(22)

3.3时间间隔t2~t3

由于开关S2关断,电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数,所以电压vc在时间间隔t2~t3内,由Vco线性增大至源电压V1,则这一时间长度为:(23)

3.4时间间隔t3~t4

由于续流二极管D1的存在,电容电压vc不能比源电压V1高。当t=t3时,负载电流不再流经Cr,而是流经D1。从这时起,负载电流流过主电感L,续流二极管D1,源电压V1和负载电压V2。这一阶段的时间长度(t4-t3)取决于设计要求。若忽略功率损耗,且I2=IL,我们得出输出电流平均值I1为:(24)或(25)因此(26)

导通占空比为:k=t2/t4(27)

整个重复周期为:T=t4(28)

则相应频率为:f=1/T(29)

4模式C

模式C是一零电流开关(ZCS)buck-boost变换器,其等效电路、电流和电压的波形图如图4所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0~t1,t1~t2,t2~t3和t3~t4。导通时间为kT=t2,此时输入电流流经开关S1和主电感L。输出电流仅在t4~t3时间段内流经负载电压V2。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1-Cr。谐振角频率为:(30)特征阻抗为:(31)

Lfl4a.gif (3482 字节)

Lfl4b.gif (6470 字节)

图4模式C运行

(a)等效电路(b)波形

谐振电流(交流分量)为:(32)

考虑到直流分量,电流峰值为:(33)

4.1时间间隔0t1

当t=0时开关S1导通,电容Cr上的电压等于负载电压V2。源电流以斜率(V1+V2)/Lr1线性增加,但始终比负载恒定电流IL小,因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时,源电流等于负载恒定电流IL,此时t1为:(34)

相应的位移角为:(35)

在t=0时开关S1导通之前,续流二极管D2导通。因此谐振电容Cr上的电压vC在这一阶段等于V2。

4.2时间间隔t1~t2

在这一时间段,电流流过谐振电容Cr,电路Lr1-Cr谐振,电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值后,电流下降至IL,如果变换器工作在准谐振状态,则在t=t2时电流下降到零,开关S1关断。这一时间长度为:(36)

同时,电容Cr上的电压也是一正弦函数。谐振振幅等于V1。当t=t2时,电容上的电压vc相应的电压值Vco为:

Vco=V1-V2+V1sin(π/2+α1)

=V1(1+cosα1)-V2(37)

4.3时间间隔t2~t3

由于开关S1关断,电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数,所以电压vc在时间间隔t2t3内由Vco线性减小,在t=t3时减小至-|V2|,则这段时间长度为:(38)

在这一时间段,续流二极管D2由于反向偏置,故不导通。

4.4时间间隔t3~t4

当t=t3时,电容电压vc等于负载电压V2,这时续流二极管D2导通。当t=t3时,主电感上的电流不再流经电容Cr,而是流经V2。从这时起,负载电流续流流过主电感L,负载电压V2和续流二极管D2。这一阶段的时间长度(t4-t3)取决于设计要求。若忽略功率损耗,且认为I2=IL,我们得出输入、输出电流平均值为:(39)(40)

因此,(41)

导通占空比为:k=t2/t4(42)

整个开关周期为:T=t4(43)

相应的频率为:f=1/T(44)

5模式D

模式D是一零电流开关(ZCS)buck-boost变换器,其等效电路、电流和电压波形如图5所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0~t1,t1~t2,t2~t3和t3~t4,导通时间为kT=t2,输出电流仅在时间段(t4-t3)内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr2-Cr。谐振角频率为:(45)特征阻抗为:(46)

谐振电流(交流分量)为:

Lfl5a.gif (3335 字节)

Lfl5b.gif (5913 字节)

图5模式D运行

(a)等效电路(b)波形

(47)

考虑到直流分量,电流峰值为:(48)

5.1时间间隔0~t1

当t=0时开关S2导通,电容Cr上的电压等于电源电压V1。电感电流iLr2以斜率(V1+V2)/Lr2线性增加,但始终比负载恒定电流IL小。因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时,电感电流iLr2等于负载恒定电流IL,则t1为:(49)相应的位移角为:(50)

5.2时间间隔t1~t2

在此时间段内,电流流过谐振电容Cr,电路Lr2-Cr谐振,电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值点后,电流下降至IL,如果变换器工作在准谐振状态,则在t=t2时电流下降到零,开关S2关断。这一时间长度为:(51)

同时,电容Cr上的电压也是一正弦函数。当t=t2时,电容上的电压vc相应的电压值Vco为:

Vco=(V1-V2)-V2sin(π/2+α2)

=V1-V2(1+cosα2)(52)

5.3时间间隔t2t3

由于开关S2关断,电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数,所以电压vc在时间间隔t2~t3内由Vco线性增大至V1,则这段时间长度为:(53)

5.4时间间隔t3t4

由于续流二极管D1的存在,电容电压vc不能比源电压V1高。当t=t3时,主电感上的电流不再流经Cr,而是流经D1。从这时起,输出电流I1流过主电感L,续流二极管D1,源电压V1和负载电压V2。这一阶段的时间长度(t4-t3)取决于设计要求。若忽略功率损耗,我们得出输出电流平均值I1为:(54)或(55)

因此,(56)

导通占空比为:k=t2/t4(57)

整个重复周期为:T=t4(58)

则相应频率为:f=1/T(59)

6实测结果

以1个±28V的直流电池做为负载、1个42V的直流电池做为电源来进行测试。测试条件为:V1=42V,V2=±28V,L=30μH,Lr1=Lr2=1μH,Cr=4μF且体积为40(in)3。实测结果如表2所示。可见,其平均功率传输效率为96.3%,且总的平均功率密度(PD)为17.1W/(in)3。经典变换器的功率密度通常小于5W/(in)3,因而本文所介绍的这种变换器的功率密度要高得多。由于开关频率较低(f<41kHz)且工作在简谐状态,所以高次谐波分量很小。通过快速傅立叶变换(FFT)分析,得出其总体谐波失真(THD)非常小,所以电磁干扰(EMI)很弱,可以满足电磁灵敏度(EMS)和电磁兼容性(EMC)的要求。

7结语

1种新型的四象限DC/DC零电流开关准谐振变换器已开发出来。由于它应用了软开关技术,因而极大地减少了开关功率损耗,实现了高效率的功率传输。因为其开关频率较低磁干扰(EMI)很弱,可以满足电磁灵敏度(EMS)和电磁兼容性(EMC)的要求。实验结果证实了这种变换器的上述优点和文中的分析。

来源:电源技术应用  作者:罗方林 R…  点击:  录入:admin
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