新型充电泵高功率因数电子镇流器
谢勇1，袁开见2
(1扬州大学，江苏扬州225009）
(2航空工业第一集团607所，江苏无锡214063）
1引言
电子镇流器与电感式镇流器相比具有工作电压范围宽、重量轻、无噪音、功率因数高、功耗低及发光效率高等优点，因而受到广泛的欢迎。但目前国内使用的电子镇流器在性能方面还有待进一步提高。比如，如何进一步提高功率因数，降低输入端电流的总谐波含量，在宽工作电压范围内如何保持恒定的灯功率，如何降低灯电流波峰系数，延长灯管使用寿命。本文介绍的这种新型电子镇流器在这些方面取得了新的进展，并具有电路结构简单、成本低的优点，达到较高的技术水平。
2充电泵电子镇流器主电路工作原理
这种新型充电泵高功率因数电子镇流器主电路如图1所示。图中Vi为工频交流输入电压,Lf、Cf为高频滤波元件。稳态工作时，由于充电泵的作用，Cb两端直流电压高于全波整流电压的峰值。又由于Lx的作用，使流过Lx的电流在每一开关周期中都是连续的。正常工作时，日光灯可用一电阻RL表示。LrCr构成灯谐振支路，Cd相对于Cr、Cin容量较大起隔直作用。S1、S2均为双向开关。由于开关频率远远高于工频电源频率，可以认为在一个开关周期内|Vi|为一恒定值。并且Cd可以认为短路。考虑到在一个开关周期内Cb中电压波动较小，分析时可用一恒压源VB代替。一个开关周期可分为四个工作阶段，主要工作波形如图2所示，各阶段等效电路如图3所示，各电流正方向如图3所示，流过Dy的电流为iy,m点的电位为Vm。
阶段1[t0～t1][图3（a）]在t0以前，S1关断，S2导通，Dy导通，Vcin=0，Cin无储能，ix>ir,随着ir的上升，iy减小。在t0时刻，iy=0,Dy自然关断，ix=ir。在t0以后，ir按正弦规律上升，ir>ix,ir与ix的差值电流对Cin充电，Vcin上升。随Vcin上升，Vm下降，Lx两端电压增加，导致ix上升。在t1时刻ix=ir，Vcin达最大，此时关断S2，进入下一工作阶段。
阶段2[t1～t2][图3（b）]在t1时刻S2被关断，
图1新型电子镇流器主电路
新型充电泵高功率因数电子镇流器
图2主要工作波形
ir流经S1体二极管。在t1后，ix>ir，ix与ir的差值电流使电容Cin放电，Vcin下降，ir从正向下降到零。在ir流经S1体二极管期间开通S1管，则S1具有零电压和零电流开通特性。随着Vcin下降，Vm上升，Lx两端电压下降，ix上升缓慢，ir经零点反向后，流经S1管，当Cin放电完毕，二极管Dy导通，ix与ir都流过Dy，Vm=VB，进入下一工作阶段。
阶段3[t2～t3][图3(c)]在t2时刻，二极管Dy导通，Vm=VB，Lx两端电压小于零，所以ix减小，ir为反向振荡波形，在t3时关断S1。
阶段4[t3～t4][图3(d)]在t3时刻关断S1，ir负电流经S2体二极管。随着ir负向衰减到零，ir正向通过S2。当ir增大到与ix相等时，流经Dy电流为零，Dy自然关断。若在S2体二极管导通时开通S2管，则S2具有零电压零电流开通特性。这一阶段工作结束后，又回到阶段1。
稳态工作时，ix在一个开关周期内的平均值为ixav，在对每一工作阶段列出状态方程并求解之后[1]，可计算出ixavixav=(ixdt)/Ts
=2|Vi|/(Z0ω0Ts)＋〔2Irω0cos(ωst0)/(ωs＋ω0)－
2VB/(Z0ω0Ts)＋P0/Vi,p〕(1)式中：ω0=1/；Z0=；
Ts=1/fs为开关周期；
ωs=2πfs；
P0为输出功率；
Vi,p为交流输入电压的峰值；
Ir为ir幅值。
当满足下列条件时Ir=(－)(2)
输入电流与输入电压同相，且为正弦型，即
ixav=2|Vi|/(Z0ω0Ts)
3主电路参数设计
设灯功率P0，灯电压有效值V0，灯电阻RL，额定
(b)t1～t2
(c)t2～t3
(d)t3～t4
图3各工作阶段等效电路
(a)t0～t1
图4控制原理图
工作频率fs，预设定工作效率η，额定输入电压Vi。
31Lx和Cin的设计
在满足式（2）条件时，瞬时输入功率
Pi(t)=Viixav=2|Vi(t)|2/(Z0ω0Ts)
在一个工频周期内的平均输入功率为
Pi=fsVi,p2/(ω0Z0)
因为P0=ηPi=ηfsVi,p2/(ω0Z0)
则Cin=P0/(ηfsVi,p2)（3）
如果ω0≈（2/3）ωs时，能较好实现功率因数校正[1]
则Lx=9ηVi,p2/(16π2fsP0)（4）
32Lr和Cr的设计
在一个开关周期内，Lr、Cr、RL支路的激励电压近似为方波，为简化计算只考虑基波成份，则灯负载RL两端电压有效值为
V0=（5）式中：ωp=；
RL=V02/P0。
稳态工作时，VB大于Vi,p，当Vi变化时，VB值也在变，VBmax受电解电容耐压的限制，一般选VB=(1.1～1.2)Vi,p由LrCrRL支路可知，ir高频正弦电流的幅值为Ir=·
由约束条件式（2）可知ir的幅值表达式为Ir=(－)
因此有·=(－)(6)
因为Z0ω0=1/Cin，把Cin的计算式（3）代入式（6）。同时考虑到前面的约定，ω0≈(2/3)ωs，取VB=1.2Vi,p，RL=V02/P0，η取为85％，并令a=ωst0，则式（6）可简化为Cr=（7）
在额定的输入电压和工作频率下，对于某一负载P0，其V0也是一定的，所以式（7）表示Cr随a的变化特性，表1给出a变化时Cr的取值情况，此表是在fs=42kHz，Vi=220V（即Vi,p=310V），P0=40W(V0=106V)时得出的。
表1Cr随a变化时的取值情况α/°6768707274767880
Cr/nF3.45.79.312.4162024.931.5
根据电路工作原理，Cr值不宜选太大，否则Cr中高频电流较大，造成ir电流加大，必然使功率管电流加大，损耗也就加大。Cr选定后，根据式（5）中ωp=可计算出Lr值。
由以上方法计算出的参数还需要在实践中作出进一步调整，以使输入端功率因数和灯电流波峰系数都得到比较满意的结果。
4控制电路原理简介
为了达到减小灯电流波峰系数和输出恒功率的目的，在控制电路中采用了灯电流反馈及调频的控制方法，原理图如图4所示。
41控制与调节过程
电流互感器CT检测出灯电流信号，通过D1、C1、R2对取样信号进行包络检波，去除高频成分后，再送到积分误差放大器A1的反相端与基准信号Vref比较。若由于某种原因，使灯电流加大，误差放大器A1的反相端信号加大，A1输出端输出电平减低，经反向放大后，输出电平加大，使压控振荡器VCO输出频率提高，Lr感抗增加，灯电流下降。通过此调节过程，保持了灯电流的平稳，使灯电流的波峰系数下降，同时也实现了恒功率输出的目的。
42起动过程
起动电路由D2、D3、C3、R5构成，开机时，由于灯电流为零，经取样后A1反向端为低电平，A2输出端也为低电平。开机瞬间，C3两端电压为零，D2截止，D3导通，VCO输入为高电平，VCO输出频率较
图5仿真波形
(a)输入端电流与电压波形
电压：80V/div电流：0.1A/div横轴：5ms/div
(b)灯电流波形纵轴：0.2A/div横轴：5ms/div
(c)功率管漏极电流波形纵轴：0.2A/div横轴：10μs/div
图6实验波形
高，使LrCr支路失谐，随着C3被Vcc充电，VCO输入电压从Vcc值逐渐下降，VCO输入频率也随着下降。由于LrCr支路处于失谐状态，灯管两端电压达不到开启电平使灯点亮，而是给灯丝预热，当VCO输出频率下降到使灯被点燃时，灯电流加大，取样信号也加大，经积分误差反相放大后，使D2导通，D3截止，起动过程结束。
43调光
由于采用了电流闭环控制系统，积分误差放大器的基准实际上是电流基准，它决定了稳态灯电流的大小，当调节这个基准信号时，会改变灯功率，实现调光。
本控制电路的辅助电源是用Lx电感的高频能量一部分经整流稳压后提供的。
5仿真和实验结果
已知灯参数，P0=40W，V0=106V[2]，开关频率设定为42kHz，取η=85％，Vi=220V，根据以上设计方法计算出下列参数：Cin=12nF，Lx=2.8mH，选Cr=10nF，计算得Lr=1.7mH
主电路仿真波形如图5所示。图中V(10)－V(6)为Vcin波形，I(dy)为流过二极管Dy的电流波形，I(rel)为功率管漏极电流波形，I(Lx)为电网入端电流波形，运用pspice中的付里叶分析，输入端电流总谐波失真为8.51％。
实验波形如图6所示。图中输入端电流与输入端电压同相且非常接近正弦，达到了高功率因数的目的。而灯电流波形包络比较平坦，达到了较低波峰系数。由于功率开关S1、S2具有软开关开通特性，并且功率管峰值电流小，所以电路效率较高，实验中功率器件无需散热器且温升很低。
6结语
通过分析、仿真与实验证实此电路具有高功率因数、恒功率、低波峰系数、高效率的优点，并且成本低。该电路可工作于较大功率，如双灯电路，但是，在调试中也发现，该电路参数相互影响较大，参数调节比较复杂。
参考文献
[1]JinrongQian,F.CLee.ChargePumpPowerFactorCorrection Technologies PartⅡ[J].IEEETrans.OnPowerElectronics,2000,15(1):129－139.
[2]毛兴武,祝大卫.电子镇流器原理与制作[M].北京：人民邮电出版社,1999.
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