大功率谐振过渡软开关技术变频器研究（2）

明正峰1，倪光正1，周文云2，黄晓东2，钟彦儒2，童建利3

(1.浙江大学电气工程学院，浙江    杭州    310027）

(2.西安理工大学，陕西    西安    710048）

(3.西安春日电气有限公司，陕西    西安    710075）

1    概述

    在软开关技术三相变频器电路的研究中，谐振过渡软开关技术模式综合考虑了PWM技术和软开关技术的优点，这种电路的基本构想是在保持传统三相PWM逆变桥工作方式不变的情况下外加一个辅助的谐振电路。辅助谐振电路仅仅工作在逆变桥主功率开关器件工作状态改变时一个很短的瞬间，所以对辅助电路中开关功率的要求很小，又能为逆变桥上的所有开关管和二极管状态的改变提供软开关条件。另外，谐振过程充分利用了逆变桥中主开关上的寄生电容和跨接的关断吸收电容，所以，比较适合于现有的以IGBT为基本器件构成的三相电机驱动用变频器电路。相对来说，是一种非常具有实用前途的软开关技术变频器结构。

2    零电压过渡变频器主电路的选择

    在主电路设计方案的选择中考虑了以下的几个因素。

    1）性能价格比的提高    在三相变频器中采用软开关技术，一个最重要的目的就在于通过提高功率开关器件的开关频率来改善变频器的输出性能，但是，为了实现软开关技术，需要在传统的硬开关技术变频器电路中增加辅助谐振网络。谐振网络由谐振电感和辅助开关构成，辅助开关的增加，必然要导致成本的增加，当然，零电压过渡变频器虽然增加了几个辅助开关和谐振电感，但又省掉了一些吸收元件。

    2）控制方式的简化    在三相软开关技术变频器中，增加了辅助开关，必然要为这些辅助开关设计控制电路，还需要按照一定的逻辑来实现。这种控制逻辑的复杂程度直接取决于主电路拓扑结构的选择。

    3）微控制器的可实现性    在现有的变频器中，控制器大多采用16位的CPU单片机，虽然其运算速度越来越快（比如，现在常用的DSP微处理器可以达到执行每条指令只需要50ns），但由于微处理器的硬件资源有限，所以，在软开关逆变器主电路的设计中，辅助开关的数量选择也是一个需要考虑的问题。比如，在拓扑中有的用了一个辅助开关，也有的用了6个辅助开关，各有各的优点。另外，还要考虑辅助电感的损耗问题。所以需要综合考虑。

    4）研究思想的转变    随着电力电子技术和微电子技术的发展，功率开关器件的制造成本在大幅度地降低，微处理器的处理能力和硬件资源也得到了很大的发展，所以，对零电压过渡三相PWM逆变器的电路拓朴的研究思想也在发生着转变，研究人员改变了原来的只是尽量减少辅助开关数量以达到控制电路简单的想法，继而向着控制逻辑简单，易于实现，具有实用化价值的方向发展。

    本文中零电压过渡三相PWM软开关技术变频器主电路的选择如图1所示。

图1    ZVT-PWM三相变频器主电路结构示意图

    在该种电路中，对于每相桥臂，增加一组谐振元器件：一个单向导通开关，一个谐振电感和一个阻断或导通的二极管。这种电路相对于谐振直流环节变频器结构来说，虽然对于每一相都需要一个辅助开关，但这个辅助开关的功率却只有主开关的几分之一，这是由于辅助开关的导通比很小。考虑到开关频率和谐振电感的设计，通常只有主开关体积的1/10左右。

3    零电压过渡变频器主电路的设计

    从前面对零电压过渡软开关技术变频器工作过程的分析中，可以得出以下在主电路设计中需要考虑的结论。

    1）零电压过渡软开关技术在一定程度上借鉴了零电压过渡DC/DC变换器的思想，就是仅解决功率开关器件关断时的零电压条件，而功率开关器件的关断过程还是依靠在功率开关器件两端并接吸收电容的方法来控制关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压，以此来减少功率开关器件的关断损耗。但在功率开关器件开通时，零电压条件的产生也和该吸收电容有关，此时的吸收电容成为谐振电路中一个很重要的谐振元件。所以，该吸收电容的选择要综合考虑各方面的要求，当然满足功率开关器件的关断吸收是首先应该考虑的。这在主电路的设计中需要借用硬开关技术变频器的一些设计思路。

    2）零电压过渡软开关技术的最明显特点是减小了功率开关器件的开关损耗，而开关损耗在硬开关技术逆变器中的直接表现就是功率开关器件的发热，所以，要合理地设计为功率开关器件散热而使用的散热器。软开关技术变频器中如何根据其工作过程来设计散热器也需要借用硬开关技术变频器中的一些思路。

    为了更好地阐述零电压过渡软开关技术变频器中主电路的设计，将以硬开关技术变频器的设计思路为依据，采用对比的方法加以描述。

3.1    功率开关器件类型和参数的选择

    功率开关器件类型的选择应该根据变频器容量和对体积重量的要求来确定，还要考虑开关频率，制造成本等多方面的要求。把MOS技术引入功率半导体器件带来了一系列应用上的优点。令人特别关注的是绝缘栅双极晶体管（IGBT），它已开始并在工业类、消费类和军用类电力电子系统中产生了重要的影响。随着IGBT在20kHz的硬开关中的应用以及频率更高的软开关中的应用，人们期待IGBT模块能够在许多应用领域中取代MOSFET模块和双极型达林顿模块。IGBT已在1～10kHz这个以前由双极型晶体管占主导地位的，功率高达1000kW的中低频领域中得到应用。

    在本文软开关技术变频器的主电路的设计中，考虑到负载的感性特征，我们采用将功率开关和其上反并联的二极管一体化封装的IGBT。

    通常情况下，功率开关器件参数的选择应考虑以下几个方面的因素。

    1）功率开关器件额定值（额定电压和额定电流）的选择    根据功率开关器件生产厂家提供的资料（比如，日本三菱公司的应用手册），正确选用IGBT有两个关键的因素：一是功率开关器件关断时，在任何被要求的过载条件下，集电极峰值电流必须处于开关安全工作区的规定之内（即小于两倍的额定电流）；二是IGBT工作时的内部结点温度必须始终保持在150℃以下。在任何情况下，包括电机过载时，都必须如此。

    2）功率开关器件的安全工作区（SOA）选择    设计中很重要的一点是防止IGBT因过电压或过电流而引起的损坏或工作的不稳定。例如，用于电机控制和作为变压器负载的变频器或斩波器，IGBT有规范其开通过程和通态工作点额定值的正向偏置安全工作区（FBSOA），规范其关断过程和断态工作点额定值的反向偏置安全工作区（RBSOA）和规范其短路容量的短路安全工作区（SCSOA）。

    3）各种降额因素的考虑    由于功率开关器件的实际工作条件同手册中给出的指标的测试条件是不同的，因此，实际使用中功率开关器件能达到的指标同手册中给出的指标相比都会有差别，实际使用中这些指标都会下降。引起器件降额的最主要因素是温度，而降额最明显的指标是功率开关器件的电流容量。由于半导体在较高的温度条件下会变成导体从而失去电压阻断能力，因此，功率开关器件工作中管芯的温度——结温不能超过允许值，这一上限同管芯材料和工艺有关。功率开关器件使用手册给出的电流容量通常是在壳温为25℃，结温为上限的条件下测得的数据，而实际使用时壳温往往要高得多，结温又必须与上限值保持一定的裕量，因此，允许的结—壳温差要小得多，从而使器件实际允许的耗散功率大打折扣。由于耗散功率同流过器件的电流密切相关，因此器件实际允许的电流容量也就下降了。

    在实际的设计中，应该计算出功率开关器件工作时的电压和电流峰值，并根据安全工作区（SOA）来初步选择器件的电压和电流容量，然后根据估算的器件发热功率和最高环境温度估计器件工作时的壳温，再根据壳温来决定降额量。由于降额，可能需要将最初选定的器件容量放大，才能最终决定器件的参数。考虑到工作时的电压、电流的冲击，器件的参数选择应留有充足的裕量。另外，还要考虑IGBT生产厂家有关的生产规格。

    根据图1主电路的结构图，功率开关器件选择包括两个部分。

    1）相当于传统硬开关技术变频器中的三相逆变桥电路中的开关功率器件S₁—S₆    相对于传统的硬开关技术逆变器来说，零电压过渡软开关技术变频器中主功率开关器件工作过程中的最大改变就是在零电压条件下开通，由于硬开关技术变频器中也有吸收电路的存在，所以，主功率开关器件的关断过程两者是一样的。另外，主功率开关器件的稳态损耗两者也是一样的。所以，在本项目的研究中，对主功率开关器件的选择参考了硬开关技术变频器的选择原则。根据日本三菱公司的使用手册（见表1），50kV·A（37kW）变频器的电流有效值为75A，峰值电流为106A。考虑到1.4倍的降额因数，留够2倍的工作裕量，故选定主功率开关器件S1—S6的额定参数为1200V，300A。

    2）辅助谐振回路中的辅助功率开关器件S_r1—S_r6    辅助开关的工作时间可以控制得很短，所以，对其功率要求比较小，但通过其中的峰值电流并不小，还要高于主开关功率开关器件S₁—S₆，对于IGBT来说，无论峰值电流通过的时间长短，其额定电流的选择一定要保证为通过其峰值电流的1.5～2.0倍。但是，在这里可以充分利用IGBT的安全工作区，在安全工作区内，IGBT可以承受至少两倍的额定电流值，且不会对IGBT有任何的损坏。

    根据相关文献[1]的分析，辅助开关中通过的最大电流i_srm可以表示为

    i_srm=I_x＋i_rm=I_m＋E/    （1）

式中：I_x为预置电流；

      I_m为相电流最大值；

      i_rm=E/。

    在一个主开关的开关周期内，辅助开关中通过的平均电流i_sr为

     i_sr=I_xT_sr/2T_s    （2）

式中：T_sr为辅助谐振回路的谐振周期；

      T_s为主开关器件的开关周期。

    通过有关参数设计选择，可以使得辅助开关中通过的平均电流满足

      i_sr=I_m×5％    （3）

    根据变频器的容量选择以及后面对吸收（谐振）电容及谐振电感的选择，可以得出I_x约为180A，i_rm大约为80A，则辅助开关中通过的最大电流i_srm约为260A，所以，选择辅助开关S_r1—S_r6的额定参数可以为1200V，300A。

3.2    吸收（谐振）电容和谐振电感的选择

3.2.1    谐振电感的选择

    从对该电路工作过程的分析[1]可以知道，理想情况下，谐振电感从零充电至预置电流I_x，所需的时间为

    t_c=    （4）

    而预置电流I_x的选择取决于两个因素，一是要保证续流二极管的软关断，谐振电感的充电时间应略长于主开关上续流二极管的反向恢复时间，二是为了使谐振能够可靠地进行，要大于最大相输出电流一个固定的数量，这样才能使得谐振开始的时候，谐振电感中储存有足够的能量。在此选择

    I_x=I_m    （5）

    假定续流二极管的反向恢复时间为600ns，取预置电流的最大充电时间为2000ns=2μs，母线电压510V，预置电流I_x≈180A，所以，电感L_r的选择为

    t_c,max==2μs=

    L_r≈6.0μH

3.2.2    吸收电容（谐振电容）的选择

    在讨论吸收电容的选择之前，先根据有关的手册，给出采用吸收电路时，功率开关器件的典型关断电压波形，如图2所示。

图2    采用吸收电路的典型关断电压波形

    从图2中可以看出，初始浪涌电压ΔV₁之后，随着吸收电容的充电，瞬态电压再次上升。第二次上升峰值ΔV₂是吸收电容值和母线寄生电感的函数。为确定ΔV₂的数量级，可以用能量守恒定律获得式（6）

    L_pi_c²=CΔV₂²    （6）

式中：L_p为母线寄生电感；

      i_c为功率开关器件的工作电流；

      C为吸收电容值；

           ΔV₂为吸收电压峰值。

    若给ΔV₂设定限值，那么便能按式（6）对给定的功率电路确定

    C=L_pi_c²/ΔV₂²

    表1给出了三菱公司针对H系列IGBT推荐的吸收电路设计，实验证明也适用于其他公司的IGBT。使用该表的两个设定条件是：

    1）缓冲电路处理的最大电流为该模块的额定电流IC，对短路时发生的过大电流已采用降低栅—射电压V_GE，钳位V_GE等办法加以限制；

    2）按C型缓冲电路设计的缓冲电容C_S值，是以ΔV₂=100V计算出来的。

    根据前面的选择，对于额定电流为300A的主功率开关器件，从表1中的推荐值可以得出吸收电容的选择应该是0.47μF。考虑到该推荐值为采用RC吸收网络时的选择值，对于本项目研究中吸收电容直接并接在每个功率开关器件两侧的情况，该吸收电容的选择值还可以比这个值小。在此，选择吸收电容（谐振电容）的值C_r1－C_r6为0.2μF～0.3μF。

    注意：从有关文献的分析可知，大功率IGBT电路需要极低电感量的吸收电路，故吸收电容要选择无感电容为最好。

表1    推荐的吸收电路设计

模块型号	推荐设计值
	主母线电感/nH	吸收电路回路电感/nH	吸收电容/μF
10～50A  6合1或7合1型	200	20	0.1～0.47
75～200A 6合1或7合1型	100	20	0.6～2.0
50～200A双单元	100	20	0.47～2.0
300～600A双单元	50	20	3.0～6.0
200～300A一单元	50	30～15	0.47
400A一单元	50	12	1.0
600～1000A一单元	50	8	2.0

4    结语

    本文对大功率谐振过渡软开关变频器在进行主电路设计时应该考虑的一些问题和其所要遵循的设计原则进行了深入的讨论，在续文中，将讲述大功率谐振过渡软开关变频器控制电路的设计，以完成整个的谐振变频器研究设计过程。（待续）