Abstract：The operation principle of the topology and the effective duty cycle are analyzed in this paper. The steady characteristic of the converter is derived. The two switches are turned on and turned off with zero voltage switching. The other two switches are turned off with zero voltage switching. Finally, experiment results are given to verify the analysis.

Keyword：two transistors forward，duty cycle，zero voltage switching

1 引言

　　双管正激变换器具有开关管电压应力低的优点，不存在桥臂直通的危险，可靠性高。但双管正激变换器的一个突出缺点是：工作占空比要小于0.5，整流输出的电压和电流脉动较大，使得滤波器的体积较大。近年来许多研究结果表明可以采用两个或更多双管正激变换器交错并联[1]，能有效地克服这一缺点，使得交错并联双管正激变换器这种电路拓扑吸引着许多研究者的注意并在很多大功率场合中得到了广泛的应用。大多数双管正激变换器的变压器都是单向磁化，仅工作于第一象限，磁芯利用率不高，不利于减小变压器的体积。
　　本文所介绍的串/并组合式双管正激变换器的电路拓扑如图1所示[2][3]。

2 工作原理

　　主电路拓扑如图1所示，由两个双管正激变换器串/并联，其中一个由开关管S1、S2，续流二极管D1、D2和输出整流二极管Dr1组成，另一个由开关管S3、S4，续流二极管D3、D4和输出整流二极管Dr2组成，采用RCD吸收网络抑制电压尖峰。为了简化分析，作如下假设：MOS管的漏源之间的结电容大小均为Cs；C1=C2；变压器变比K=N1:N3= N2:N4，变压器的两个原边的漏感大小均为Llk；滤波电感足够大，这样滤波电感和滤波电容及负载电阻可以看成一个电流为I0的恒流源。

图1　电路原理图
　　在前半个开关周期中，该电路拓扑有六个
　　开关模态，对应等效电路如图2所示，而后半
　　个开关周期，与之相似,其主要波形图见图3。

(a) （t0-t1）

(b) (t1-t2)

(c) (t2-t3)

(d) (t3-t4)

(e) (t4-t5)

(f) (t5-t6)
图2 各开关模态等效电路

图3 主要波形图

2.1 开关模态1[t0,t1][参考图2(a)]

　　t0时刻前，Dr1和Dr2同时导通，副边续流，S1已在ZVS下导通。t0时刻，S2导通，由于变压器有一定的漏感，使得变压器原边的电流从零逐渐增大到I0/K。Cs3和Cs4充电，由于原边电流不足以提供负载电流，所以Dr1和Dr2仍导通，变压器原边电压为零，输入电压Uin/2加在漏感上。当原边电流达到I0/K时，Dr2关断，Uds3=Uds4=Uin/2，此模态结束，持续时间：

　　　　　　　（1）

2.2 开关模态2[t1,t2][参考图2(b)]

　　输入能量经S1、S2、变压器T、Dr1传到负载。此模态在S1、S2同时在ZVS下关断时结束。

2.3 开关模态3[t2,t3][参考图2(c)]

　　t2时刻，S1、S2同时关断，Cs1、Cs2以电流I0/K和励磁电流im1充电，Cs3、Cs4放电，直到Uds1=Uds2=Uds3=Uds4=Uin/4，Dr2开始导通，变压器的两原边电压被箝位在零时，此模态结束，持续时间：

　　　　　　（2）

2.4 开关模态4[t3,t4][参考图2(d)]

　　Cs1、Cs2继续充电，同时Cs3、Cs4继续放电，漏感Llk1和Llk2上的电压逐渐上升，当Uds1=Uds2=Uin/2，Uds3=Uds4=0时，此模态结束。此时，S3可在ZVS下导通，且Uds4=Uin/2。

2.5 开关模态5[t4,t5][参考图2(e)]

　　t4时刻，漏感Llk1和Llk2上的电压均为Uin/2，D1、D2同时导通，流过很小的励磁电流。此模态在D1、D2同时关断时结束。

2.6 开关模态6[t5,t6][参考图2(f)]

　　在此开关模态中，Uds1=Uds2=Uin/4，Dr1和Dr2仍同时导通、续流，直到S4导通时结束。

3 实验结果

　　采用上述原理，研发了1KW的DC/DC变换器。

3.1 电路的主要参数

　　Uin=500VDC；Uout=320VDC；P0=1kW；fs=100kHz，K=0.6。

3.2 效率

　　所研发的1KW的DC/DC变换器，在满载时，效率为91.7%。

3.3 实验波形

　　实验波形如图5～图9。从图5中可以看出， 输入的两个分压电容上的电压基本上是一致的。从图6中可以看出，在满载时，当S2漏源之间的电压在接近零时，S1在ZVS下导通，图7是变压器的两个原边的电压波形，变压器能对称地工作，每一路双管正激变换器的输入电压均可以稳定在Uin/2。图8是变压器副边输出整流二极管的电压波形，RCD吸收网络能有效抑制整流二极管上的电压尖峰。从图9可看出，滤波电感上的电流纹波实现了倍频。

图5 输入分压电容上的电压

图6 开关S1(上)和S2(下)电压波形

图7 变压器原边1(上)和原边2(下)电压波形

图8 整流二极管Dr1(上)和Dr2(下)电压波形

图9 滤波电感电压波形(上)和电流(下)波形

4 结论

　　由前面的理论分析和实验结果可知，该电路拓扑具有如下特点：
　　（1）磁芯双向磁化，磁芯利用率高；
　　（2）开关管的电压应力为输入电压的一半，所以本电路拓扑适合于高压输入场合；
　　（3）采用交错控制以提高等效输出占空比和提高变换器的等效频率，减小输出电流脉动，进而减小滤波器的体积。
　　（4）工作过程与全桥变换器相似，且两个开关管实现了在ZVS下导通。
同时，也具有以下缺点：
　　（1）需要两个相同的原边，相对于相同的全桥变压器来说有更多的铜耗；
　　（2）采用RCD吸收网络，消耗了部分功率。

参考文献

[1]冯翰 双管正激变换器组合研究，浙江大学博士学位论文，2001.10。
[2]Dharmraj V.Ghodke, K.Muralikrishnan “Zvzcs, Dual, Two-Transistor Forward Dc-Dc Converter with Peak Voltage of Vin/2, High Input and High Power Application” PESC2002, Cairns, Australia, pp1153-1158.
[3]K.Harada, H.Sakamoto “Switched Snubber for High Frequency Switching” PESC1990,San Antonio,TX,USA,pp181-188.