Abstract：　　The bi-polarity Phase-shifted controlled voltage mode AC/AC converters with high frequency ac link are presented．Steady operation principle of the converters is deeply investigated, and the design criterion for power devices of the converters to realize soft-switching is obtained, the half bridge-full wave mode circuit topology for example．By using commutation overlap of the output cycloconverter and polarity selection of the input voltage and output filtering inductance current，the leakage inductance energy and the output filtering inductance current are naturally commutated，and the surge voltage and surge current of the cycloconverters are overcome，and ZVS switching of power devices in the input cycloconverter and ZCS switching of power devices in the output cycloconverter are realized．The converters lay the key technical foundation on new-type regulated sinusoidal ac power supply and electronic transformer．The accuracy and advancement of the bi-polarity phase-shifted controlled voltage mode AC/AC converters with high frequency ac link are verified by the simulation and principle test． Keyword：AC/AC converters Cycloconverter High frequency ac link Bi-polarity phase-shifted control Soft-switching

 

1. 引言

　　电力电子研究人员对DC/DC变换器、AC/DC变换器、DC/AC逆变器高频环节变换技术[1]的研究，已取得了显著的成果；对AC/AC变换技术的研究仅限于交流负载与交流电网无电气隔离的AC/AC变换器(可控硅相控变频器[2]、矩阵变换器[3]) 和交-直-交型高频环节AC/DC/AC变换器。因此，交流负载与交流电网有高频电气隔离的AC/AC变换技术是电力电子学前沿研究内容。高频环节AC/AC变换器是实现具有高频电气隔离、高功率密度、高变换效率、双向功率流、无音频噪音、网侧电流波形可得到改善等优良综合性能的新型正弦交流稳压器和电子变压器的关键技术基础。

　　本文提出的以Forward变换器为基础的电压源高频交流环节AC/AC变换器电路结构，如图1(a)所示。该电路结构由输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器构成，能够将一种正弦交流电变换成另一种同频率的正弦交流电。输入周波变换器和输出周波变换器均由四象限功率开关(能承受双向电压应力和双向电流应力)构成。该电路拓扑族包括单正激式、并联交错正激式、推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式、全桥全波式和全桥桥式电路。半桥全波式电路拓扑如图1(b)所示，其中C 1a、C2a分别为功率开关S1a、S2a的寄生电容，Ld1、Ld2和Ld3分别为高频变压器T原、副边绕组的漏感。

图1　电压源高频交流环节AC/AC变换器电路结构与半桥全波式电路拓扑

　　本文深入研究了这类新颖的电压源高频交流环节AC/AC变换器的双极性移相控制策略和软开关技术，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，既实现了输入周波变换器功率器件的ZVS开关、输出周波变换器的ZCS开关，又成功地解决了周波变换器换流时的电压过冲和环流问题，为电压源高频交流环节AC/AC变换器获得优良的综合性能奠定了关键技术基础。


2. 双极性移相控制策略与软开关技术

　　以图1(b)所示半桥全波式电路拓扑为例，研究这类变换器的双极性移相控制策略及软开关技术。其双极性移相控制原理如图2所示。

　　实现双极性移相控制原理的具体方案为：1)输出电压取样信号uof与正弦基准电压uref比较，经PI调节器后得到误差放大信号ue，ue与锯齿波信号比较，上升沿二分频，再与滤波电感电流iLf的极性选择信号相与后，得到输出周波变换器功率开关S3a或S3b的驱动信号；2)功率开关S4a、S4b的驱动信号分别与功率开关S3a、S3b的驱动信号反相互补，并且有换流重叠时间to；3)将锯齿波信号二分频后的信号，分别与输入电压ui的极性选择信号及其反相信号相或，得到功率开关S1b、S1a的驱动信号；4)将锯齿波信号二分频后的反相信号，分别与输入电压ui的极性选择信号及其反相信号相或，得到功率开关S2b、S2a的驱动信号。

图2 电压源高频交流环节AC/AC变换器双极性移相控制原理

　　让输出周波变换器的功率开关S3a与S4a(S3b与S4b)之间存在换流重叠导通时间to、功率开关S3a与S3b(S4a与S4b)按滤波电感电流iLf极性选择导通、功率开关S1a与S1b(S2a与S2b)按输入电网电压ui极性选择导通，从而使得该控制方案具有如下优点：1)输出周波变换器功率器件换流重叠期间实现了变压器副边漏感能量的自然换流，获得了输出周波变换器功率器件的零电流ZCS开关，解决了周波变换器固有的电压过冲现象；2)实现了滤波电感电流的自然续流，防止由于滤波电感电流回路阻断时引起的电压过冲现象；3)滤波电感电流极性选择信号的引入避免了换流重叠期间输出周波变换器中的环流现象；4)输入电网电压极性选择信号的引入为变压器原边漏感能量和每个开关周期内两次交流负载侧的能量回馈提供了通路，实现了输入周波变换器功率器件的零电压ZVS开通。　　
　　
　　设 Ts=1/Fs为开关周期，Fs为开关频率，输入电压正半周、输出电流正半周时(其它情形类似)功率开关S3a的驱动信号与功率开关S1a驱动信号(S4a与S2a)之间有相位差θ(0≤θ≤180o)，如图2所示，则S3a与S1a(S4a与S2a) 在一个开关周期的共同导通时间Tcom可表示为
　　　　　　　Tcom=Ts(180o－θ)/(2×180o)　　　　　　　　　(1)

　　由于移相角θ和共同导通时间Tcom 按照正弦规律变化、且输出滤波器前端电压uAB为双极性SPWM波，因此，这种控制方式称为双极性移相控制。通过调节移相角θ，即可调节输出电压大小，实现输入电网电压或负载变化时输出电压的稳定。
　　

3．双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器稳态分析

　　这里仅分析输入电压ui、输出电压uo和输出滤波电感电流iLf均大于零时，半桥全波式电压源高频交流环节AC/AC变换器在一个开关周期内的稳态工作情况。在一个开关周期内，该变换器有十二个工作模式，如图2、3所示。必须指出，图2是输入电压ui与滤波电感电流iLf同相情形。
t=t0~t1：t0时刻，功率开关S4a零电流ZCS关断；变压器原边电流i1经S1a、D1b、C1、C2流通；C1放电，C2充电；电感电流iLf经S3a、D3b流通；能量从交流电网转移到交流负载，如图3(a)所示。

　　t=t1~t2：t1时刻，功率开关S1a关断；i1经C1、C2、C1a、D1b、D2a、C2a、S2b流通；C1放电，C2充电，C1a充电，功率开关S1a 实现了零电压ZVS关断，C2a被抽流，功率开关S1a的漏源电压uDS1a上升，功率开关S2a的漏源电压uDS2a下降，如图3(b)所示。

　　当uDS1a上升到 ,uDS2a下降到 时，变压器原边绕组电压uN1为零，交流负载能量开始回馈。功率开关S2a能否实现零电压ZVS开通，取决于t1~t2期间uN1为零这一时刻，变压器磁化电流与回馈的输出滤波电感电流所具有的磁化能量，是否大于C1a与C2a所具有的能量。因此，功率开关S2a实现零电压ZVS开通的条件为

式(2)中Lm为变压器磁化电感，iLm,peak为磁化电流峰值，uim为输入电压峰值。

　　t=t2~t3：t2时刻，uDS2a下降到零；t2时刻后，i1经C1、C2、S2b、D2a流通；C1充电，C2充电；iLf经S3a、D3b流通；交流负载能量回馈，如图3(c)所示。

　　t=t3~t4：t3时刻，功率开关S2a零电压ZVS开通。

　　t=t4~t5：t4时刻，功率开关S4a零电流ZCS开通；iLf经S3a、D3b和S4a、D4b两路流通，电流i3快速增长，电流i2快速下降，功率开关S3a、S4a实现了软换流；i1、iC2快速由正转换为负，如图3(d)所示。则可得如下方程

　　设变压器原副边漏感大小相等且远小于滤波电感Lf和变压器磁化电感Lm，即Ld1=Ld2=Ld3=Ld，磁化电流iLm很小可忽略不计，在换流重叠期间内iLf变化率与i2、i3的变化率相比很小亦可忽略不计。由式(3)~(7)可得

　　令N2=N3，则由式(3)、(4)、(10)可知，A、B两点电位相等，i2、i3的变化率为 ，i1的变化率为 。当i3上升到iLf值时，i2下降到零。由于功率开关S3b的阻断，i2下降到零后不能负向增长，式(10)不再成立，模式5结束，开关S4a、S3a之间实现了软换流。

　　由式(10)可知，换流重叠时间to为

　　t=t5~t6：t5时刻，功率开关S3a、S4a之间的软换流结束；iLf经S4a、D4b流通；i1经S2a、D2b、C1、C2流通；C1充电、C2放电；能量从交流电网转移到交流负载，如图3(e)所示。t= t6~t7~t8~t9~t10~t11~t12期间的工作情况与上述工作过程相似，t12时刻开始下一个开关周期。

4．仿真与原理试验

　　设计实例：半桥全波式电路拓扑，双极性移相控制策略，输入电压Ui=220V±10%，输入电压频率50Hz，输出电压Uo=220V50HzAC，额定容量S=3kVA，负载功率因数为-0.75~0.75，开关频率Fs=100kHz，变压器匝比N1:N2:N3=1:2.6:2.6，输入滤波电感Li=10μH，C1=100μF，C2=100μF，输出滤波电感Lf=0.5mH，输出滤波电容Cf=20μF，功率开关S1a与S2a(S1b与S2b)之间驱动信号死区时间td=0.2μs，功率开关S3a与S4a(S3b与S4b)之间驱动信号共同导通时间、即换流重叠时间 to=0.4μs。

　　不同输入电压、不同负载时，3kVA 220V±10%50Hz/220V50Hz双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器稳态仿真波形，如图4所示。由图4(a)可知，变压器工作频率为100kHz，输出电压波形THD低，网侧电流波形正弦度高；由图4(b)、(c)、(d)、(e)可知，该变换器具有强的负载适应能力和优良的稳压性能；由图4(f)可知，输出滤波器前端电压uAB为双极性SPWM波，输入周波变换器功率开关S1a和S2a实现了零电压ZVS开关，输出周波变换器功率开关S3a和S4a实现了零电流ZCS开关。仿真结果与理论分析一致。

(a) 额定输入电压、额定阻性负载

　　
　　双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器原理试验波形，如图5所示。由图5可知，该变换器输出波形质量高，变压器工作频率为100kHz，输出滤波器前端电压uAB为双极性SPWM波。原理试验结果与理论分析一致。

5．结论
　
(1) 提出了一类双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器，该变换器电路结构由输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器构成，共有半桥全波式等八种电路拓扑。
　　
(2) 将具有输入电网电压极性选择、输出滤波电感电流极性选择和换流重叠的双极性移相控制策略，应用于电压源高频交流环节AC/AC变换器中，实现了变压器漏感能量和输出滤波电感电流的自然换流，解决了周波变换器固有的电压过冲和环流问题，实现了输入周波变换器功率器件的零电压ZVS开关和输出周波变换器功率器件的零电流ZCS开关。　　
　　
(3) 双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器稳态时在一个开关周期内有十二个工作模态。
　　
(4) 获得了输入周波变换器功率器件实现零电压ZVS开关、输出周波变换器功率器件实现零电流ZCS开关的设计准则。
　　
(5) 仿真、试验结果均与理论分析一致，证实了这类双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器的正确性与先进性。


参考文献

[1]陈道炼 (Chen Daolian)．高频环节航空静止变流器研究(Research on Aviation Static　Inverter with high frequency link)[R]．南京：航空航天大学(Nanjing：University of　Aeronautics & Astronautics)，2001．

[2]B．R．Pelley．Thyristor Phase-Controlled Converters and Cycloconverters［M］．New York ：Willey 1971．

[3]Neft C L，et al．Theory and design of a 30-hp matrix converter［J］．IEEE Trans． On IA，28 (3) ：546~551，1992．