Abstract：With the development of CPU technology, high power adaptor is needed for notebook computer. For next generation high power adapter, a topology structure achieving high efficiency is presented in this paper. The operation principle and parameter selection of the adapter are analyzed. The experiment result shows that the adapter owns the advantages of high efficiency, high power factor, and low cost.

Keyword：adapter，topology，power factor，synchronous rectifier

1 引言
　　随着技术的发展，电脑CPU的工作频率越来越高，其信息处理能力及各方面功能越来越强，这样就要求为之供电的适配器功率相应较大。目前DELL等公司已为其生产销售的移动PC、笔记本电脑，向电源生产商提出了150W甚至200W适配器的供货要求。对于如此大功率适配器，从安全角度考虑，要求适配器的密封性能要好；为便于携带，同时又希望适配器的体积小。但这些要求却不利于适配器的散热（由于损耗所产生的热量），为此必须采用高效率、低损耗的解决方法。
针对下一代大功率笔记本电脑适配器，本文提出了一种高效率的拓扑结构，并分析研究了其电路工作原理，最后给出了电路参数的选取方法和实验结果。


2 工作原理
　　笔记本电脑适配器是一种高质量直流输出电源，一般要求它具有宽的交流输入电压范围:90V~264V，并且能够适应输入电压频率的波动：47Hz~63Hz。对于输入功率大于75瓦的适配器，还要求其输入电流谐波满足IEC-1000-3-2 Class D标准，为此适配器须有功率因数校正（PFC）功能。
　　本文介绍的大功率150瓦笔记本电脑适配器，其输出电压：直流12V；电压调整率：£ ±5%；额定输出电流：12.5A。为满足高功率密度及低成本等要求，经综合考虑，该适配器采用两级电路架构，如图1所示。前级PFC是升压Boost变换器结构，采用电流临界断续模式（DCMB ）控制；后级直流变换DC/DC部分采用双管正激变换器并对二次侧实行同步整流。

图1　适配器的电路结构

2.1 功率因数校正（PFC）电路
　　由图1可知，交流输入电压Vi经整流桥CR1、输入滤波器L1、C1后，通过电感L2、开关S1、二极管D1组成的Boost 电路变换为直流母线输出电压VB。

图2 PFC电流临界断续模式控制原理时序
　　PFC工作原理时序[1]，如图2所示。PFC输出电压VB的反馈信号与PFC控制芯片（如ST公司L6561）内部基准信号比较后，产生一电压误差信号；在误差放大器的带宽足够低时（如20Hz以下），该电压误差信号就是一个直流量；此信号和输入整流电压相乘后，得到PFC电感峰值电流基准信号（见图2）。开关S1开通后，PFC电感电流iL2线形上升，达到峰值电流基准时，S1关断；随后iL2通过二极管D1续流，同时向电容C2充电，在电压VB的压迫下，iL2线形下降；当PFC控制芯片检测到电感电流iL2为零时，开关S1将再次开通，开始下一个开关周期。电感电流iL2经输入滤波器L1、C1滤波，得到连续光滑的正弦输入电流，即图2中所示的平均电流，其值为PFC电感峰值电流基准的一半。
　　由于开关S1是在电流iL2为零时开通的，故开关S1是零电流开通（ZCS）,因此PFC的开关损耗大为减少；另外由于S1开通时，二极管D1的电流已经为零，所以D1的反向恢复问题也得到解决，由反向恢复引起的损耗将不存在， D1用普通的二极管即可。因控制简单，PFC可采用低成本的控制芯片。
　　由上分析可知，电流临界断续模式控制的 PFC不仅变换效率高，而且还具有控制简单、成本低等优点。

2.2 双管正激DC/DC直流变换电路
　　为将较高的直流母线电压VB（约390V）变换成较低的适配器输出电压Vo（12V），DC/DC部分采用了双管正激直流变换器，它由开关管S2、S3、续流二极管D2、D3、变压器Tr、同步整流管S4、同步续流管S5、输出滤波器Lo、Co构成（参看图1）。变压器的作用是实现原、副边隔离及输入、输出电压匹配。

图3 双管正激直流变换器控制原理时序
　　双管正激直流变换器的控制原理时序，见图3所示（以滤波电感电流iLo连续为例）。为分析方便，假定开关管S2、S3的漏源电容为零，这样其漏源电压就能够瞬时变化。其中Vgs2、Vgs3分别是S2、S3的控制信号，两者时序完全相同。
　　t0～t1：t0时刻，S2、S3同时开通，变压器Tr原边绕组EF的电压为VB，即VEF=VB，则副边电压VGH=VB*N2/N1，输出滤波电感Lo中的电流iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步整流管S4、变压器副边绕组HG流通，电感Lo的前端电压VG=VGH=VB*N2/N1。由于此时VG大于适配器输出电压Vo，故iLo从iLomin线形上升到iLomax。
　　t1～t2：t1时刻，S2、S3同时关断，变压器原边绕组电流经二极管D2、D3续流，同时变压器进行磁复位，此时VEF=-VB，副边电压VGH=-VB*N2/N1，S2、S3的漏源电压VDS2=VDS3=VB；iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通，Lo的前端电压VG=0。由于VG小于输出电压Vo，故iLo从iLomax线形下降。
　　t2～t3：t2时刻，变压器原边绕组电流续流完毕且磁复位结束，S2、S3仍然关断，此时VEF=0，原边电压由开关S2、S3分担，即VDS2=VDS3=VB/2（假定S2、S3型号相同），这样开关S2、S3在下一次开通时的损耗就大大降低了。副边电压VGH=0，iLo经电感Lo、电容Co（包括负载）、同步续流管S5流通。t3时刻，iLo线形下降至iLomin后，S2、S3同时开通，开始下一个开关周期。
　　为提高效率，用开关管S4、S5代替二极管以减低二次侧的导通损耗。同步整流管S4的导通时间和开关S2、S3的导通时间同步，同步续流管S5的导通时间和开关S2、S3的关断时间同步。为保证变压器可靠复位，双管正激直流变换器的最大占空比应小于0.5。


3 参数选择和试验结果

3.1 参数选择
　　本文研制的150瓦笔记本电脑适配器，其中PFC控制芯片采用ST公司生产的L6561，其价格较低，外围控制电路所用元器件少；设定PFC的输出电压VB=390V（略大于最大输入电压的幅值）；PFC其他器件参数如下：
　　共模滤波电感（图1中未画出）：LFZ2805V08；
　　差模滤波电感L1：73uH；PFC Boost电感L2：165uH；
　　全波整流桥CR1：RBV-406；二极管D1：8ETH06；
　　开关管S1：ST公司STP12NM50FP，12A/500V，Rds=0.30W(Typ)；
　　输入滤波电容C1：1uF/400V；直流母线输出滤波电容C2：100uF/400V。
　　双管正激直流变换器的控制芯片采用价格便宜的UC3845；考虑到负载动态响应要求及输出阻抗，设定满载时占空比为0.38；变压器原、副边匝比为N1:N2=56:5，选用philips公司生产的铁芯EFD30-3F3；其他器件参数如下：
　　原边开关管S2、S3：STP12NM50FP；续流二极管D2、D3：MUR160；
　　副边开关管S4、S5：Fairchild公司FDP038AN06A0, 3.8mW/80A/60V；
　　输出滤波电容Co：Rubycon ZL series，1500uF/16V；
　　输出滤波电感Lo：20uH；开关频率：180k Hz。

3.2 试验结果
　　图4为Vi=90V时PFC满载输入电压及输入电流试验波形，可以看出输入电流波形的正弦性好，经测定功率因数PF值大于0.99；图5为双管正激直流变换器输出滤波电感前端电压VG、原边下管S3漏源电压VDS3的试验波形，由图可知在原边开关管S2、S3开通前，S3的漏源电压VDS3=VB/2。由于S2、S3的漏源电容实际不为零，VDS3（以及VDS2）从VB下降到VB/2是通过其漏源电容和变压器激磁电感谐振来完成的，故VDS3下降（从VB到VB/2）需要一定的时间，并具有一定的斜率。

图4　PFC满载90V时输入电压、输入电流试验波形　图5　DC/DC输出电感前端电压、原边下管漏源电压试验波形
　　图6为PFC在不同输入电压下的满载效率曲线（不包括控制损耗），该效率随输入电压的升高而升高，在90V时最低，但也高达95.08%；图7为DC/DC变换器在不同输出负载时的效率曲线（不包括控制损耗），其150W满载时效率高达96.04%；图8为不同输入电压下适配器的满载效率曲线（包括控制损耗），满载时适配器的整体效率超过90.80%，该效率曲线的特点也是随输入电压的升高而升高，在230V时可高达93.57%。

图6 不同输入电压下PFC满载效率曲线

图7　DC/DC不同输出负载时的效率曲线

图8 不同输入电压下适配器的满载效率曲线


4 结论
　　本文研制的150瓦笔记本电脑适配器具有两级电路拓扑结构，前级PFC采用电流临界断续模式控制，后级DC/DC部分采用双管正激变换器。PFC和DC/DC各自独立，控制电路简单，成本相对低廉。适配器的整体效率高，满载时超过90.80%。实验结果表明该适配器具有高效率、高功率因数、及低成本等优点。


参考文献：
1、ST公司，“L6561,enhanced transition mode power factor corrector”（AN966）.
2、IEC 1000-3-2, First Edition 1995-03，International Electrotechnical Commission，3，Geneva，Switzerland.