0 引言
    近年来，中小功率的开关电源向着单片集成化的方向发展。1997年，美国功率集成公司(Power Integration Inc，简称PI公司)推出三端单片电源TOPSwitch-II系列。该系列产品将MOSFET和控制电路集成在一起，不仅提高了电源效率，而且使电源的体积和重量大为减小。
    由于TOP系列单片电源的集成度很高，外围电路十分简单，本文在试验的基础上分析并改进了反馈网络，验证了其对电路性能提高的有效性。

1 TOPSwitch开关电源反馈电路设计
    TOPSWitch的外围电路主要分为输入整流滤波电路、钳位保护电路、高频变压器、输出整流滤波电路和反馈电路5部分。其中前4部分电路设汁可以在PI公司的网站上找到专用的设计软件进行计算，电路的参数和器件型号都能满足TOPSwitch开关电源的需要。
    至于反馈电路，由于PI公司没有专用的工具，所以必须根据电路的实际情况进行设计。单片开关电源的反馈形式虽然有很多，但可以归结为图1所示的4种基本形式。其中图1(a)为基本反馈电路，电路简单但稳压性能较差，负载调整率只能达到S1=±5％；图1(b)为改进型反馈电路，增加了一只稳压管D5，可以使S1改善到±2％；图1(c)为带稳压管的光耦反馈电路，相当于给TOPSwitch增加一级外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，可以对输出电压进行调整，S1可到达±1％；图1(d)为带TL431的光耦反馈电路，用三端线性稳压管代替图l(c)中的稳压管D5，从而对输出电压进行精细调整，S1=±O.2％。

    设计开关电源时，一般根据实际技术要求选择合适的反馈电路，本文就图l(d)的反馈形式进行分析。并给出较为实用的电路结构，图2是应用TOP224及精密反馈电路构成的反激变流器，交流通用输入(85~265V)，多路输出，要求主输出电压纹波在0．5％以内，负载调整率S1=±0.2％。    

    对于图2电路，主要就是要确定R4、R5、R6及R7的值。电路利用输出电压与T1431构成的误差比较器，通过光耦PC817线性关系的电流变化控制TOPSwitch的Ic，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。从TOPSwicth的流入控制脚C的电流Ir与占空比D成反比关系，如图3所示。

    为使PWM线性调节，控制脚电流Ir应在2~6mA之间，而Ic是受光耦二极管电流If控制的，由于光耦PC817是线性光耦，二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右，而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化。因此确定选PC817二极管正向电流If为3mA。
    从TL431的技术参数知，Vka在2.5~37V变化时，Ika可以在1~100mA内大范围变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。
    由以上分析，可以得到一组关系式，有

   
式中：Vf是PC817二极管压降；
      VR是TL43l参考端电压；
      Vc是输出电压。
    根据以上计算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
    使用以上参数构成的反激变流器，由于高频变压器漏感的存在以及PCB的布局不够合理，使得输出电压纹波较大，达到150mV(=3％)，所以必须对控制电路进行改进，进一步提高控制环路的增益和带宽，改善电路的瞬态响应，以降低输出纹波。
    TOPSwitch的控制函数有两个极点，第一个极点频率为7kHz，它是由内部阻容元件构成的低通滤波器决定的，其截止频率为7kHz，能滤掉开关噪声电压，而对误差电压只产生很小的相移。第二个极点频率为1.7kHz，是由自动重启动电容C8(47μF)和控制端动态阻抗Zc决定的，该极点适用于开关电源在不连续模式且占空比D<50％情况下。
    反激变流器的控制框图如图4所示。在设计反馈网络前，假设PC817的电流传输比CTR=100％，而且因为TOPSwitch的控制是电流模式，所以PC817构成的传递环节不影响整个系统的频率响向应，令Kea=1，并且所有设计采样点在输出的小LC滤波环节之前。此时，开环传递函数为V1为

    V1折算到低压侧的原边直流电压；
    RL为负载电阻；
    L为高频变压器次级电感。
    代入电路参数得
    TOPSwitch的开关频率为100 kHz，为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的l／4一1／5，我们取1／5为20kHz。则此时的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
    如果用单极点补偿[如图5(a)所示]，则带宽处的相位裕度为180—90一46=43°，比工程上一般要求的45°偏小，所以采用双极点补偿形式来提升相位裕度。图5(b)具有两个极点和一个零点，把第一个极点设定在原点，第一个零点一般在带宽的1／8左右，这样在带宽处提升相位10°左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，这里取2kHz。第二个极点的选取一般是用来抵消右半平面零点(一般由输出电容的ESR引起)的增益升高，保证增益裕度，使带宽处保持一20db／10decade的形状，这里取极点频率50kHz，如图6所示。

    补偿网络通频带增益Ad=0，所以有R3／Rl=l，对应图2中，R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz，fp2=50kHz，

   
得到C1=318pF，C2=8nF。对应图2中C9=318pF，C8=8nF。
    此时带宽处的相位裕度为180一90+10一46=54°，满足工程上的要求。在低于OdB带宽后，曲线为一40dB／decade，这样增益迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，并且有很好的负载调整率和电压凋整率。

2 实验结果
    按以上分析得到的参数设计了一款反激变流器电路，单片开关电源选用TOP224Y，总功率45W，输出+5V(6A)，士15V(1A)，图7、图8为实测波形。输出电压纹波为20mV(=0.4％)，电压调整率SV<10mV（<0.2%），负载调整率S1=10mV(=0.2％)，效率达到80％。

3 结语
    本文通过分析反激变流器的传递函数，设计出一种较好的补偿网络，并给出一些主要的参数的计算方法。针对实验电路，可以发现应用新的补偿网络，输出电压纹波得到很大改善，抗干扰性能得到提高，而且电源效率有一定改善。