1 引言

    图1所示为220VAC供电的三洋80P机芯电源，它早年曾广泛使用在一些国内电视机中，其特点是：采用常规双极型功率管，全分立元器件，电路简单，成本低，但

却能满足电视机基本稳压要求，而且EMI噪音特少。其缺点是：动态反应较慢，AC/DC转换效率稍低（最高只有80％），稳压范围较窄（只有VI±10％），而对负载变化的调整特性也没有含光耦的第二代开关电源那么好。但作为全分立元器件的第一代开关电源，它的成本却比第二代低15～20元左右，因此从性能/价格比看，在某些场合它还是很有用的。

    最近为了适应北美彩电市场开发大路货的要求，我们试将一个用于14″～21″CTV的三洋80P机芯电源改为用115V供电，同时又根据美国对STANDBY功耗<6W的要求适当修改了原电路，试验结果表明，新电路完全符合予定的设计要求。

2 电路原理和特点

    图1实际上是一个单管反激型变换器，它由自激振荡器，二次整流及稳压反馈回路组成。

（1）自激振荡器

    图2示出自激振荡器电路部分。实验发现此振荡器正反馈系数极强，当VI为30V时便起振，随着VI升高到80V左右，VO1在额定负载下很快达到设计值110V，如果不小心再提升VI，则会立即烧管。在实用上由于加入C912，Q901～Q903等稳压反馈回路，它们同时分流了一部分Q904的激励电流，从而保证了该电路稳定地工作在220VAC±10％输入电压范围内。如果要改在115VAC工作，则首先要将偏置电阻R913适当减少，以保证Q904有足够起振和负载能力。

（2）稳压反馈机理

    这里有三个稳压反馈机理存在，它们是：

   ①变压器初级稳压绕组N3的作用。当输出电压VO1升高时，N3的感应电动势也升高，经过D901，C910整流滤波后引起Q902Vb下降，Q902，Q903提前导通，C912的负压并在Q904基极上，促使ton变小，抵消了VO1的升高，但由于C910存在，这是一个慢调整过程。

    ②变压器反馈绕组N2的作用。当输出电压VO1升高时，N2的感应电动势也升高，使C912上的充电电压略有提升，也会引起Q902Ve升高，其效果也促使ton变小，VO1下降。

    ③R902，R905，C909的作用。这是一个快速的一周接着一周的稳压过程。当VO1升高时，锯齿形初级电流峰值加大，在R902上生成的负向锯齿形电压更负，并通过R905，C909支路耦合到Q902基极，使Vb下降（见图3）。当Vb降到低于Ve约0.7V时，Q902，Q903提前导通，ton变小，有效地补偿VO1的升高。

3 电路修改过程和实验结果

   （1）按照输入范围为100V～130VAC供电的要求，重新设计开关变压器，其步骤如下：

●确定最大和最小直流输入电压VImax，VImin：

    其中系数0.93，0.89是考虑桥式整流二极管以及输入槽路中的损耗而加入的。

●确定输出功率PO：

    因已知次级第一绕组输出为：

    VO1=106V，IO1=0.58A

    第二绕组输出为：

    VO2=13V，IO2=0.5A

   所以

    PO=106×0.58＋13×0.5=61.5＋6.5≈68W

●确定输入功率Pi：

    假定效率η=80％,则有Pi=PO/η=85W

●选定最低工作频率fmin及最大占空比Dmax

    选fmin=22kHzDmax=0.47

●求初级电流峰值I1p

    I1p=(2Po)/[(Vlmin)×(Dmax)]=(2×68)/(125×0.47)=2.3A

●求初级电感值Lp

    Lp=(Vlmin×Dmax)/(Ilp)×(fmin)=(125×0.47)/(2.3×22×103)=1.16mH

●确定磁芯型号

    选EC42，磁材用PC30，查相关手册得知其磁芯截面积Se=1.83cm2，窗口面积S=2.0cm2，该磁芯可允许的最大输出功率为

    Pomax=[(Se)/(0.2)] 2=(1.83/0.2) 2=83.7W

    可见应用在本例PO=68W是足够的。

●求初级主绕组匝数N1

    N1={(Lp×Ilp)/Se×[(BS-BR)/2]}×10 8

    ={(1.16×10 -3×2.3)/1.83×[(3900-300)/2]}×10 8

=81匝

式中：BS为在100℃时最大饱和磁通密度，BS=3900Gs

    BR为在100℃时剩磁，查资料BR应为600Gs。考虑磁芯需要加入空气隙以防止磁芯饱和，此时的BR值会大为减少，假定加空气隙后的剩磁为300Gs（即原值1/2）。

●求初级反馈绕组匝数N2

    N2=V2/(VImin×N1)×(toff/ton)=(5.5/125)×81×[(1-0.47)/0.47]=4.02匝

取N2=4匝

●求初级稳压绕组匝数N3

    N3=N3/(VImin×N1)×toff/ton=22/125×81×[(1-0.47)/0.47]=16.1匝

取N3=16匝

●求次级主输出（高压）绕组的匝数N4

    N4=Vo1/(VImin×N1)×toff/ton=106/125×81×[(1-0.47)/0.47]=77.4匝

取N4=77匝

●求次级辅助输出（伴音）绕组的匝数N5

    N5=(Vo2/VImin)×N1×(toff/ton)=(13/125)×81×(0.53/0.47)=9.5匝

取N5=10匝

    基于上述的计算得出新开关变压器初步数据，但经试验后，发现次级输出电压过高，后来将次级主输出（高压）绕组的匝数N4减到72匝，N5相应减到9匝，磁芯空隙为1.3mm（其他不变），则获得很满意的效果。

    （2）在新开关变压器的基础上，重新调整元件数值如表1所示。

表1元器件参数调整值对照

    （3）考虑到STANDBY功耗要小于6W的要求，为此加入一个小的115V/10V辅助变压器T902，由它整流后单独向机内微处理器提供＋5V直流电压。在STANDBY期间，开关电源由输入端继电器断开供电，只有＋5V辅助电源在工作，从而大大减小STANDBY功耗。

    新的115VAC供电的开关电源电路如图4所示，对此电源的测试结果如下：

●测试负载：20″彩色电视机

●输入市电范围：100V～130VAC

●次级直流输出：VO1=106V/0.53A，用于高压行包等部分的供电。

    VO2=13V/0.3A，用于伴音部分的供电。

●辅助电源直流输出：5V/0.1A，用于微处理器及继电器控制电路供电。

●输入电压调整率：当输入市电由100V→130V时，ΔVO1=1.2V

●负载变化调整率：当画面由白场转换为黑场时（即IO1由0.53A→0.24A），ΔVO1=2.6V，但从面画看，切换过程很迅速、稳定，画面大小基本无改变，是可以接受的。

●画音抖动现象：不明显，可接受。

●开关工作频率：21.7kHz～29.0kHz

●开关电源效率：η=81％

●STANBY功耗：4W（决定于辅助电源）

4 电源调整小结

    开关电源是一门实践性很强的学科，设计之初可根据经验及一般性原理进行，但真正解决问题还需要实验调整。在调整中遇到的现象是错综复杂的，此时要抓主要矛盾，定出调整的先后步骤。在本例中，调整步骤如下：

    （1）在规定的输入/输出条件下，先调整振荡开关管Q904使之具有足够的功率输出。方法是逐步减小R912及R913以增强管子增益及电路正反馈系数，测试初级电流I1P要足够大，因为只有足够大的I1P才能在较低的直流输入电压下驱动负载。

    （2）调整稳压控制支路Q901，Q902的周边电阻，使Q902在ton时处于截止与临界放大状态之间，以增加对外来变化的反应灵敏度。

    （3）加入R902，R905，C909限流反馈支路，进一步增强稳压特性。

    （4）减小R901值以适应大电流输入，同时加入辅助电源电路。