三相功率因数校正（PFC）技术的综述(1)
杨成林，陈敏，徐德鸿
(浙江大学电力电子研究所，浙江杭州310027）
1 引言
近20年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害。电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一。我国国家技术监督局在1993年颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93），国际电工委员会也于1988年对谐波标准IEC5552进行了修正，另外还制定了IEC61000-3-2标准，其A类标准要求见表1。传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的挑战。
表1 IEC61000-3-2A类标准
|
| 谐波次数
| 最大允许的谐波电流值/A
|
| 奇次
| 3
| 2.30
|
| 5
| 1.14
|
| 7
| 0.77
|
| 9
| 0.40
|
| 11
| 0.33
|
| 13
| 0.21
|
| n=15～39
| 0.15×15/n
|
| 偶次
| 2
| 1.08
|
| 4
| 0.43
|
| 6
| 0.30
|
| n=8～40
| 0.23×8/n |
注：表中
n为谐波次数。
抑制电力电子装置产生谐波的方法主要有两种：一是被动方法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；另一种是主动式的方法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低、功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。近年来功率因数校正(PFC)电路得到了很大的发展，成为电力电子学研究的重要方向之一。
单相功率因数校正技术目前在电路拓扑和控制方面已日趋成熟，而三相整流器的功率大，对电网的污染更大，因此，三相功率因数校正技术近年来成为研究热点。
2 三相六开关PFC电路
六开关三相PFC是由6只功率开关器件组成的三相PWM整流电路，电路如图1所示。每个桥臂由上下2只开关管及与其并联的二极管组成，每相电流可通过桥臂上的这2只开关管进行控制。如A相电压为正时，S4导通使La上电流增大，电感La充电；S4关断时，电流ia通过与S1并联的二极管流向输出端，电流减小。同样A相电压为负时，可通过S1及与S4并联的二极管对电流ia进行控制。在实际中控制电路由电压外环、电流内环及PWM发生器构成。常用的控制方法如图2所示。PWM控制可采用三角波比较法、滞环控制或空间矢量调制法（SVM）[27]。由于三相的电流之和为零，所以只要对其中的两相电流进行控制就足够了。因而在实际应用中，对电压绝对值最大的这一相不进行控制，而只选另外两相进行控制。这样做的好处是减小了开关动作的次数，因而可以减小总的开关损耗。该电路的优点是输入电流的THD小，功率因数为1，输出直流电压低，效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率应用。不足之处是使用开关数目较多，控制复杂，成本高，而且每个桥臂上两只串联开关管存在直通短路的危险，对功率驱动控制的可靠性要求高。为了防止直通短路危险，可以在电路的直流侧串上一只快恢复二极管[28]。
图1 三相六开关PFC电路
图2 三相六开关PFC电路控制图
3 单相PFC组合的三相PFC
由三个单相的PFC电路组合构成三相PFC电路如图3及图4所示[1,2,3]。图3中每个单相PFC后跟随一个隔离型DC/DC变换器。DC/DC变换器的输出并联后向负载供电，该电路由于需3个外加隔离DC/DC变换器，因此成本较高。图4电路是3个单相PFC变换器在输出端直接并联而成的。每个单相PFC的控制可采用平均电流控制法、峰值电流控制法或固定导通时间控制法。单相PFC组合成三相PFC的技术优势是：可以利用比较成熟的单相PFC技术,而且电路由3个单相PFC同时供电，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，电路具有冗余特性。与三相六开关PFC相比，开关器件少，没有直通问题，控制可沿用单相PFC成熟的控制技术。但是这种电路由3个单相PFC组成，使用的元器件比较多。图4电路中3个单相PFC之间存在相互影响，即使加入隔离电感和隔离二极管后也不能完全消除这种影响。电路的效率和输入电流THD指标有所下降，不适合于大功率应用。
图3 由三个单相PFC组成三相PFC电路1
图4 由三个单相PFC组成三相PFC电路2
图5是通过工频变压器把三相电压变换成2个单相，这两相的输出电压幅值相同，相位差90°。然后用2个单相PFC电路来实现三相PFC的功能[4]。与图3及图4相比，这种电路少用一个单相PFC模块。变压器可以实现PFC电路与输入网侧间的隔离作用。而且通过变压器变比的设计，可以调整PFC的输入电压。但使用变压器增大了系统的体积和重量。
图5 由2个单相PFC组成三相PFC电路
三相到二相变压器的Scott和Leblanc两种绕法分别如图6及图7所示。在Scott绕法中，N2=
N1(N1,N2变压器所绕线圈的匝数)。变压器的输入输出电压向量如图6所示。在Lebanc绕法中，N1=
N2，x=N1/3=N2/
。电压VS1，VS2的向量图如图7所示。变压器的这两种绕法都能保证输入侧三相电流的平衡。
图6 变压器的Scott绕法
图7 变压器的Leblanc绕法
4 三相单开关PFC电路
由于无论是三相六开关PFC还是由单相PFC组成的三相PFC成本都比较高，所以人们一直在寻找更简单有效的三相PFC拓扑。于是文献[5]中提出了三相单开关PFC拓扑结构。三相单开关PFC电路及其控制框图如图8所示。三相单开关PFC电路可以看成是单相电流断续（DCM）PFC在三相电路中的延伸[5,6]。控制中只有一个电压环，输出电压与参考电压的误差经过放大后与三角波比较来控制开关的动作。三相单开关PFC电路开关频率远高于电网频率，在一个开关周期内，输入电压近似不变。在开关导通期间，加在三个Boost电感上的电压分别为各相此时的相电压（近似不变），电感电流线性上升。在这期间各相的电流峰值正比于对应各相相电压瞬时值。但在开关关断时，加在输入各电感上的电压由输出电压与此时的相电压瞬时值决定，因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性关系，电流也就产生了畸变。
图8 三相单开关PFC电路及其控制电路
图9 Boost电感上的电流波形
设三相单开关PFC的主要参数：Vo为输出直流电压，D为开关占空比，fs为开关频率，L为Boost电感值，M为升压比，定义为M=
,Vm为输入相电压的峰值。三相单开关PFC电路工作时三个Boost电感上的电流波形如图9所示（设Vc<0，Va>Vb>0）。在一个开关周期内可以分成四个阶段。在t1期间开关导通，电流ia，ib，ic线性增加，
=
(1)
t2期间开关关断，ia，ib，ic在输出电压和相电压的共同作用下开始减小，设Ipeak,a、Ipeak,b、Ipeak,c为该开关周期内ia，ib，ic的最大值，
=
＋
(2)
ib减小到零，t2期间结束，开始t3期间，这时
=
＋
(3)
最后，ia,ic同时回到零，t3阶段结束。在t4期间三个Boost电流保持为零。可求得电感电流的平均值如式（4）所列。
图10给出输入相电流波形与升压比关系。图11是各次谐波幅值与整流输出电压增益M的关系。
图10 输入相电流波形与M关系
图11 各次谐波幅值与M的关系
从上面的分析可知：为了减小网侧输入电流的畸变就要提高输出电压值（输出直流电压高，可以缩短一个开关周期内输入电流平均值与输入电压瞬时值的非线性阶段t2和t3，因而可以减小电流畸变。），但这就增大了开关管承受的电压，也增加了后面DC/DC变换器的电压耐量，也给Boost二极管的选择带来困难。由于电流工作在DCM下，输入侧的电流THD值大，并需要有较大的EMI滤波器。这种电路的优势是：电路简单，仅使用一只开关管，控制容易；由于电路工作在DCM下，Boost二极管Ds不存在反向恢复问题，一般情况下可以不使用吸收电路；开关在零电流下导通，开关开通损耗小；系统成本低。
为了减小输出电压值和输入电流的THD值，可以使用注入谐波的方法来实现开关管的脉宽微调，从而减小电流THD值[7,8]。谐波注入电路如图12所示。谐波注入法主要是通过注入6次谐波来抑制输入电流谐波。6次谐波注入使开关导通比变为
图12 谐波注入法电路图
d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)
式中：m为调制比，0<m<1。
由于输入电流谐波中五次谐波占主导地位，式(4)中略去5次以上谐波时，三相电流可近似为：
Ia=I1sin(ωt)＋I5sin(5ωt＋π)
Ib=I1sin(ωt－
)＋I5sin(5ωt－
)Ic=I1sin(ωt－
)＋I5sin(5ωt＋
)
把式(5)代入式(4)，并忽略m2和高于7次的谐波就有
ia′=I1sin(ωt)＋(I5－mI1)sin(5ωt＋π)－mI1sin(7ωt)
ib′=I1sin(ωt－
)＋(I5－mI1)sin(5ωt－
)－mI1sin(7ωt－
)
ic′=I1sin(ωt－
)＋(I5－mI1)sin(5ωt＋
)－mI1sin(7ωt－
)
由此可见，注入6次谐波时，可以减小5次谐波，但同时也增大了7次谐波。固定开关频率与谐波注入法的THD比较如图13所示。在8kW，800V直流输出时IEC61000-3-2A类标准与固定开关频率三相单开关PFC与谐波注入法时三相单开关PFC的5,7,11,13次谐波幅值的比较如图14所示。在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较如图15所示。
图13 固定开关频率与谐波注入法时的THD比较
图14 在8kW，800V直流输出时IEC-61000-3-2A类标准与固定开关频率及谐波注入法5，7，11，13次谐波幅值的比较（图中系列1，2，2分别为m=4%时固定开关频率，IEC标准，六次谐波注入）
图15 在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较。
另外一种减小谐波的方法是改变开关频率法[9]。这种方法每当三相Boost电感电流均下降到零时，开关管立即导通，开始下一个开关周期。在这种条件下Boost电感工作在DCM与CCM的临界情况(critical)，电感电流波形与升压比M关系分别如图16及图17所示。由于各个时刻输入电压值不同，因而开关频率也不同，即开关是工作在变频情况下。这种方法的优点是：由于开关频率改变，谐波不会集中分布在某个开关频率附近而是分布在某个频率区域范围内。这就减小了谐波的幅值，PFC电路前的EMI滤波器可以设计得比较小。
图16 工作在critical时电感上电流波形
图17 工作在critical时电流波形与M关系
通过两个三相单开关PFC的交错并联(interleaving)的方法也可以减小输入电流的THD值[10]。电路如图18所示。这种并联的思想是让这两个三相单开关PFC电路尽可能工作在接近DCM与CCM临界的情况下，然后两只开关的驱动信号在相位上相错开180°。这样对单个三相单开关PFC电路来说是工作在DCM下，但这两个模块的电流之和有可能是连续的，输入网侧电流的谐波显著减小，电流波形如图19所示。交错并联的好处是：一方面减小了输入电流的THD值，另一方面由于两只开关驱动信号在相位上错开180°，使系统的等效开关频率提高1倍，这可以使EMI滤波器的截止频率提高。这两方面都可以减小EMI滤波器的体积和重量。电路即便不采用任何电流控制方式，这两个三相单开关PFC电路都有较好的均流效果。但是，由于使用两个三相单开关PFC电路模块，会使整个系统的成本提高。另外为了减小两个模块内部相互影响，每个模块还要加一个隔离二极管。
图18 两个三相单开关PFC交错并联电路
图19 两个三相单开关PFC交错并联电路电流示意图
为了减小开关管的电流应力，可用三只开关管取代全桥上半臂或下半臂的整流二极管，另外半臂则不能使用普通整流二极管，而要用快恢复二极管，电路如图20所示[11]。三只开关管用同一个驱动信号，电感电流工作在DCM下。与图8电路相比该电路的优点是：每只开关管的平均电流应力只有图8电路中开关管的1/3，半导体器件的损耗也比较小(因在开关关断时，电流只通过二个半导体器件，而图8电路则通过三个半导体器件)。缺点是：使用了三只开关管和三只快速恢复二极管，成本较高，电路仍工作在DCM下，THD较大。
图20 全桥下半臂用三只开关管取代整流二极管的电路
在提高开关频率进而减小输入滤波器的同时，为了减小开关损耗及EMI，可以通过辅助开关Sa和Lr，Cr组成的谐振支路使主开关管实现零电流关断[12]。电路如图21所示。零电流关断的实现过程是这样的：在主开关S导通期间，Cr通过Lr，S，Sa内部的二极管放电，使Cr电压为上负下正。在开关关断前一段时间，辅助开关Sa先导通，Cr与Lr谐振，将Cr上充好的电能放出。谐振电流经过主开关管的方向与原来主开关管电流方向相反，抵消了主开关管的电流，实现主开关管的零电流关断。
图21 主开关管零电流关断电路
图22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost输出型PFC[13]。这种电路可以认为是反激式单相PFC在三相中的延伸。电路的原理是：开关导通时，电感电流线性上升，开关关断时，电感电流通过变压器向负载释放。电路优点是：输入电流为纯正弦(与图8电路相比，没有输入电流与输入电压的非线性阶段t2，t3)，功率因数为1，输出与输入隔离。缺点是：开关的电流应力和电压应力都很大，与单相正激式PFC相同，适合应用在小功率范围。
图22 Buck-Boost型三相PFC电路
5三相双开关PFC
在三相电路中，三相电流总共有3个自由度，而三相单开关PFC中只使用了1只开关管对电流进行控制，加上三相电流之和为零这个条件，最多只能对2个自由度的量进行控制。所以可以通过增加1只开关管来对三相电流进行控制。图23的电路中，用2只串联的开关管代替图8上的单管，并在输入端用3个Y型接法的电容来构造浮动中点，这个中点与两只串联开关管的中点相联[14]。该电路Boost电感上的电流也是工作在DCM下，与图8电路不同之处是：图8中的3个Boost电感是同时充电或放电的，而图23电路中电压值最高相的Boost电感与其余两相上的Boost电感充电或放电在时间上是错开的，各相的电流波形如图24所示。这样工作的好处是：在电感放电起始的一段时间里输出电压全部参与电感放电，而图8电路中电感放电时输出电压是被分成两部分分别参与不同的电感放电的〔由式（2）,（3）可见〕，这就使电感放电时间缩短，即缩短了电感电流平均值与输入电压瞬时值的非线性阶段，可减小输入电流的THD。在较小的输出电压下就可以获得比较小的THD。此外，Y型接法的3个电容可以在一定程度上减小低次电流谐波[14]。电路的不足之处是：电路工作在DCM下，THD仍比较大。这种电路己在空调器中使用[15]。
图25所示为双开关谐振型三相PFC电路[16]。在该电路中，开关（S1，S2）、三个串联L－C电路和由D7～D12组成的三相全桥电路一起组成谐振开关网
图24三相双开关两电平PFC电路电流示意图
图23三相双开关两电平PFC电路
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三相功率因数校正（PFC）技术的综述(2)
图25三相双开关谐振型PFC电路
图26三相双开关三电平PFC主电路及控制框图
图27三相双开关三电平PFC并联电路
图28三相单开关PFC交错并联与三相双开关PFC交错并联在不同的输入电压下THD的比较
络。电路中Boost电感（La，Lb，Lc）比谐振电感（L1，L2，L3）的电感值大许多。谐振开关网络通过建立谐振电压和L－C的谐振电流来改变输入电感上的电流，从而减小THD。电路工作时Boost电感上的电流是连续的。电路的优点是开关S1，S2是在零电压下导通（ZVS），电路工作在CCM下，THD较小，电路控制较简单。该电路的缺点是通过开关管的电流最大值是三个谐振电感的谐振电流之和，这就要求开关管的电流容量要大。另外，电路使用的元器件比较多，成本高。
图26中的电路通过输入端Y型接法的3个电容构成的中点与两只串联的开关中点和两个串联输出电容的中点相联接构成三电平电路[17]。电路可以工作在CCM或DCM方式下。文献[17]中提出一种工作在CCM下的控制方法。这种控制方法是通过开关S1和S2分别控制正向电压最大相和负向电压最大相的电流来实现的。图26中同时给出了这种控制方法的控制框图。在电路工作时开关管所承受的最大电压只有输出电压的一半，这就可以选择耐压参数小而开关速度快的半导体开关器件（如MOSFET）以提高开关频率。同时电路工作在CCM下，THD较小，前端的EMI滤波器可以设计得比较小。缺点是需要检测的控制量比较多，控制比较复杂。文献[18]中提出一种电路工作在DCM与CCM临界情况下的控制方法。由于电路工作在DCM下，需要较大EMI滤波器。为了进一步减小输入电流的THD值，从而减小EMI滤波器，可以通过两个双开关三电平电路并联的方法来达到这个目的，并联电路如图27所示[19]。这种交错并联方法与三相单开关PFC电路的交错并联思想是一致的。三相单开关PFC交错并联(图18)与三相双开关PFC交错并联(图27)的THD在不同的输入电压的比较如图28所示[19]，效率比较如图29所示[19]。
文献[20]和文献[21]分别提出了一种含三相隔离变压器接口（IFT）的三相Buck型和Boost型的PFC电路，如图30及图31所示。基本思想是引入了一个IFT，其输出端电流为输入端电流iN的1/3，在此条件下，输入相电流iA,iB,iC和整流桥输出电流iP,iQ存在一一映射关系。整流桥之后是两个Buck或BoostPFC电路的串联。以图30为例，在Va>0>Vc>Vb时上桥臂的D1和下桥臂的D5导通
iX=iP；iY=iQ；iZ=0
iA=iX－iX′；iB=iY－iY′；iC=iZ－iZ′（5）
图29三相单开关PFC交错并联与三相双开关PFC交错并联在不同的输入电压下效率的比较
图30含IFT的三相Buck型PFC电路
图31含IFT的三相Boost型PFC电路
图32三相三开关三电平PFC电路
iX′=iY′=iZ′=iN/3（6）
iN=iP－iQ（7）
由式（5）、（6）、（7）可以得出iP,iQ与iA,iB,iC的关系
iP=2iA＋iB；iQ=－(iA＋2iB)(8)
在这时（Va>0>Vc>Vb）iA,iB分别为正的最大电流和负的最大电流。在整个周期内式（8）可写成
iP=2i＋max＋i－max；iQ=－(i＋max＋2i－max)
所以只要iP,iQ的参考iP＊,iQ＊与iA,iB,iC的参考iA＊,iB＊,iC＊满足
iP＊=2i＊＋max＋i＊－max；iQ＊=－（i＊＋max＋2i＊－max）
就可以通过控制iP,iQ来实现对三相输入电流的控制。由于电路等效成两个单相PFC串联，因而可采用单相PFC的控制技术，使iP,iQ跟随电流给定iP＊,iQ＊，根据映射关系，输入电流iA,iB,iC也将跟随给定电流iA＊,iB＊,iC＊，从而可实现功率因数为1。这种电路的优点是开关少，控制简单，可采用任何单相PFC的技术；缺点是需要一个容量相当大的IFT（约大于输入总功率的20％），由于IFT工作在低频，这必然增加变换器的成本和体积。
6三相三开关PFC电路
三相三开关PFC电路如图32所示，其中开关S1，S2，S3是双向开关。由于电路的对称性，电容中点电位VM与电网中点的电位近似相同，因而通过双向开关S1、S2、S3可分别控制对应相上的电流。开关合上时对应相上的电流幅值增大，开关断开时对应桥臂上的二极管导通（电流为正时，上臂二极管导通；电流为负时，下臂二极管导通），在输出电压的作用下Boost电感上的电流减小，从而实现对电流的控制。这种电路还有一些类似的变形电路如图33到图36所示。这些电路可以采用滞环控制或空间矢量法控制。另外有些文献提出让对应相上的开关在该相电压正向过零和负向过零时开始各导通30°，其余时间开关关断，这样来实现功率因数校正[22]。这样控制的优点是控制简单，另外开关频率只是网侧开关频率的2倍，因而可以选用频率比较低的开关器件，系统成本较低。但是这样控制方法下THD比较大，Boost电感值要取得比较大。在文献[23]和文献[24]中提出的对三相三开关及其类似电路的控制方法下，可以把这些电路分成两类：一类是两个单相Boost电路串联起来的如图32、图33、图34，这些电路都有两个串联在一起的输出电容。另一类是两个单相Boost电路并联，如图35、图36所示，这些电路只有一个输出直流电容。文献中提出的控制方法是:在一个网侧电压周期的360°内，选择一个60°区域，如Va>Vb>0，Vc<0时让Sb合上。这时电路就可以等效成两个单相Boost电路串联或并联。这样就可以用单相PFC的控制技术对电路进行控制。这种控制方法与滞环控制相比有个优点就是在任何时刻只有2只开关管是工作在高频情况下，因而损耗较小。但这种控制方法要三相解码电路来选择工作区。另外，在Boost电感放在直流侧时，交流侧有直通短路危险。
图32中的双向开关用1只MOSFET器件和4只整流二极管组成的整流桥相联接构成的双向开关来
三相功率因数校正（PFC）技术的综述(2)
图37J.W.Kolar等提出的三相三开关 三电平PFC电路及控制框图
图38三相四开关PFC电路
代替，就形成了J.W.Kolar等提出的三相三开关三电平PFC电路，如图37所示[25]。这种电路的优点是开关所承受的电压只有输出电压的一半，因此可采用MOSFET器件。输入电流为CCM方式，因此变换效率高。电路缺点是每个桥臂要使用6只二极管，其中有2只为快速恢复二极管，器件数目多。图37中同时给出了这种电路的控制框图。
7三相四开关PFC电路
三相四开关PFC电路如图38所示[26]。该电路与半臂控制电路（只对整流桥上半臂或下半臂进行控制，而另外半臂则使用整流二极管器件）相比，只是增加了一桥臂（由图中S4与D4组成）和接在输入侧用来构造中点电压的3个Y型接法R－L电路。在电压的正半周通过可控的半臂（S1，S2，S3）进行控制，而在负半周则通过第4桥臂（S4，D4）来控制。该电路与六开关整流器相比没有直通短路危险，而且少用2只开关。但是这种电路电流正负半波不对称，电流存在偶次谐波。文献[26]中通过两个模块并联的方法，一个模块上半臂可控，另一个模块下半臂可控，这样可以使总的输入电流正负半波对称，从而消除了电流的偶次谐波。电路图如图39所示。
8三相PFC近年研究热点
三相PFC电路可以使输入电流近似正弦波，通过控制使输出电压不会因输入电压波动而波动，与
图33串联双Boost三相PFC电路1
图34串联双Boost三相PFC电路2
图35三相三开关两电平PFC电路1
图36三相三开关两电平PFC电路2
图39三相四开关PFC电路并联
二极管整流电路相比有很明显的优势，成为近年电力电子技术研究的重要方面。近年来三相PFC研究主要集中在以下方面：
1）新颖的三相PFC电路拓扑结构的研究。
2）三电平、交错并联等技术以减小输入谐波和EMI滤波器的研究。
3）软开关技术在三相PFC电路中的应用。
4）三相单级PFC电路的研究。
参考文献
[1]S.Y.R.Hui,H.Chung,Y.K.E.Ho,Y.S.Lee.Modular
Development of Single Stage 3 Phase PFC Using Single Phase Step Down Converters[C].IEEEPESC1998:776－781.
[2]RajapandianAyyanar,NedMohan,JianSun.Single Stage Three Phase Power Factor Correction Circuit Using Three Isolated Single Phase SEPIC Converters Operatingin CCM[C].IEEEPESC2000.
[3]G.Spiazzi,F.C.Lee.ImplementationofSinglePhase Boost Power Factor Correction Circuits in ThreePhase Applications[C].20thInternationalConferenceon,Volume:1,1994:250－255.
[4]TognoliniM.,RuferA.Ch.ADSP based Controlfora Symmetrical Three Phase Two Switch PFC Power Supply for Variable Output Voltage[C].IEEEPESC1996:1588－1594.
[5]A.R.PRASAD,P.D.ZIOGAS,S.MANIAS.AnActive Power Factor Correction Technique For Three Phase Diode Rectifiers[C].IEEEPESC1989:58－66.
[6]徐德鸿.三相高功率因数整流器的发展与现状[C],第十三届中国国际电源新技术研讨会论文集.昆明，1994：126－133.
[7]QihongHuang,FredC.Lee.HarmonicReductionInA Single Switch,Three Phase Boost Rectifier With High Order Harmonic Injected PWM[C].PESC1996.
[8]YungtaekJang,MilanM.Jovanovic.A NewI nput Voltage Feed forward HarmonicInjection Technique With Nonlinear Gain Control For SingleSwitch, ThreePhase, DCM Boost Rectifiers[C].IEEEPESC1999.
[9]DomingoS.L.Simonetti,JavierSebastian,JavierUceda. Single Switch Three Phase Power Factor Preregulator UnderVariable Switching Frequency and Discontinuous Input Current[C].PESC1993.
[10]PeterM.Barbosa,FranciscoCanales,FredC.Lee.Design Aspects of Paralled Three Phase DCM Boost Rectifiers[C].PESC1999.
[11]EsamIsmail,RobertW.Erickson.ASingleTransistor Three Phase Resonant Switch for High Quality Rectification[C].PESC1992.
[12]HengchunMao,FredC.Lee,Dushan Boroyevich.Review of HighPerformance ThreePhase PowerFactor Correction Circuits[J].IndustrialElectronics,IEEETransactionson,Volume:44Issue:4,Aug.1997:437－446.
[13]JohannW.Lokar,HansErtl,FranzC.Zach.ANovel Three Phase SingleSwitch Discontinuous Mode AC DC BuckBoost Converter with HighQuality Input Current Wave forms and IsolatedOutput[J].PowerElectronics,IEEETransactionson,Volume:9Issue:2,March1994:160－172.
[14]U.S.PATENTDOCUMENTS5,886,8913/1999[P] YimingJiang,HengchunMao.
[15]U.S.PATENTDOCUMENTS5,654,8828/1997[P]
HidetoshiKanazawa.
[16]U.S.PATENTDOCUMENTS5,946,2038/1999[P]
HidetoshiKanazawa.
[17]JM.Zhang,Y.C.Ren,DavidM.Xu,F.Zhang,Zhaoming
Qian.ThreePhasePartlyDecoupledCCMPFCConverterControlledbyDSP[C].APEC2001.
[18]DavidM.Xu,C.Yang,J.H.Kong,ZhaomingQian.Quasi
SoftSwitchingPartlyDecoupledThreePhasePFCWithApproximateUnityPowerFactor[C].APEC1998.
[19]PeterBarbosa,FranciscoCanales,FredLee.Analysis
andEvaluationoftheTwoSwitchThreeLevelBoostRectifier[C].IEEEPESC2001.
[20]YasuyukiNISHIDA.ANewSimpleTopologyfor
ThreePhaseBuckModePFCRectifier[C].APEC1996.
[21]YasuyukiNISHIDA,YukikoOHGOE.ASimple
ThreePhaseBoostModePFCRectifier.IndustryApplicationsConference[C].ThirtyFirstIASAnnualMeeting,IAS′96.,ConferenceRecordofthe1996IEEE,Volume:2,1996:1056－1061.
[22]EwaldoL.M.Mehl,IvoBarbi.DesignOrientedAnalysis
ofAHignPowerFactorandLowCostThree－PhaseRectifier[C].IEEEPESC1996:165－170.
[23]ChongmingQiao,KeyueM.Smedley.AGeneral
ThreePhasePFCControllerPartI.ForRectifierswithaParallelConnectedDualBoostTopology[C].IndustryApplicationsConference,1999.ThirtyFourthIASAnnualMeeting.ConferenceRecordofthe1999IEEE,Volume:4,1999:2504－2511.
[24]ChongmingQiao,KeyueM.Smedley.AGeneral Three Phase PFC Controller PartII. For Rectifiers with a ParallelConnected Dual BoostTopology[C].IndustryApplicationsConference,1999.Thirty FourthIASAnnualMeeting.ConferenceRecordofthe1999IEEE,Volume:4,1999:2512－2519.
[25]JohannW.Kolar,FranzC.Zach.ANovelThreePhase Utility Interface Minimizing Line Current Harmonicsof HighPowerTelecommunicationsRectifierModules[C].TelecommunicationsEnergyConference,1994.INTELEC′94.,16thInternational,1994:367－374.
[26]B.N.Singh,GezaJoos,PraveenJain.Interleaved 3 PhaseAC/DCConvertersBasedona4SwitchTopology[C].IEEEPESC2000.
[27]VlatkoVlatkovicandDusanBorojecic.Digital Signal Processor Based Controlof Three Phase Space Vector Modulated Converter[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,VOL.41,NO.3,June1994.
[28]YiminJiang,HengchunMao,FredC.Lee,andDusan Borojevic.SimpleHighPerformanceThreePhaseBoostRectifiers[C].PESC1994.
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