基于MAX668/MAX669的升压型DC/DC变换器的设计
刘陵顺，鲁芳，梁玉军
(海军航空工程学院自控系，山东烟台264001）
1引言
MAX668/MAX669是固定频率的工作于电流模式的PWM控制器，功率可超出20W且可调，效率可达90％。宽范围的输入电压（1.8～28V）使其可接受多种电源输入，具有可调节的频率范围（100～500kHz）、可外同步运行等特点，使其对外接元件的尺寸和成本的优化更为方便，可以实现对于敏感频率和开关谐波的隔离。两种器件同时具有数控软启动功能、逻辑控制的停机模式、用户设置的峰值电流以及输出容量12mA的5V线性稳压器等。其封装形式为十分灵巧的10引脚μMAX封装。这些优点使MAX668/MAX669可以广泛应用于无绳电话、手提电脑等许多电子设备中。
2管脚功能和使用特点
其封装形式如图1所示。
各管脚功能如下：
脚1LDO5V的芯片调压器输出，该调压器为内部的所有电路供电，包括EXT门极驱动，通过1个1μF的陶瓷电容器与接地端连接；
脚2FREQ振荡频率设定的输入端，通过1个电阻ROSC连接FREQ与接地端，设定频率fOSC=5×1010/ROSC，频率为100～500kHz可调，当SYNC/SHDN利用外部时钟时同样使用该电阻；
脚3GND逻辑地；
脚4REF125V的参考输出，通过022μF的电容与接地端连接，可以有50μA的电流；
脚5FB反馈输入，其阈值为125V；
脚6CS＋电流传感器的正输入端，在CS＋与PGND之间接电流传感器电阻RCS；
脚7PGNDEXT门极驱动和电流检测负向输入端；
脚8EXT外部MOSFET门极驱动输出；
脚9VCC电源输入到脚1调压器，VCC可以接受28V的电压，由一个01μF陶瓷电容与接地端连接；
脚10SYNC/SHDN停机控制和同步输入，有三种控制模式：当该管脚为低电平时，停机；当为高电平
图1MAX668/MAX669的封装形式
图2升压型DC/DC变换器
时，由脚2设置的振荡频率运行；当外同步运行时，由时钟设置运行频率，转换周期起始于输入时钟的上升沿。
MAX668与MAX669的不同之处是可以运行于自举或非自举两种状态，输入电压在3～28V，VCC可以连接到输入、输出或其它电压源。在自举时，输出不高于28V，在非自举时，输出可高于28V并可调。MAX669输入电压在1.8～28V之间。必须连接成自举状态，输出电压不高于28V，因为MAX669没有欠压封锁功能，当LDO低于25V时，在开环下以50％的占空比启动振荡器驱动EXT，当LDO高于25V时，运行在闭环状态下。
SYNC/SHDN提供外同步运行和关机控制。当SYNC/SHDN为低电平时，芯片关机；当SYNC/SHDN为高电平时，则芯片通过ROSC确定运行频率，
ROSC=5×1010/fOSC（Ω）。当芯片为外部同步运行时，时钟信号的上升沿为SYNC/SHDN的输入，当同步信号丢失时，若SYNC/SHDN为高电平，内部振荡器将在最后一个周期起作用，频率仍由ROSC确定；当利用外部时钟时，若不能满足15mV的电流检测器阈值，则将切换为闲置模式，即闲置模式只发生在轻载时，此时，ROSC将被设置为低于同步时钟频率15％的频率，即ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）
MAX668/MAX669具有软启动功能，而且不需外部电容器。当芯片加电时，或者退出欠压锁定时会出现软启动。MAX669只有LDO的电压达到25V时，才会开始软启动。
3DC/DC变换器的设计
以升压型DC/DC变换器的设计为例，对其设计过程进行说明。变换器电路如图2所示。
3.1设置运行频率
频率的确定主要考虑如下因素
1）噪声因素，运行频率必须设置高于或低于特定的频段；
2）高频率允许使用小容量的电感器和电容器；
3）高频将使芯片和FET器件消耗较大的能量，降低系统效率；而小容量的电感和电容器具有较小的等效电阻值，在一定程度上能弥补效率的降低。 当利用内部频率时，ROSC（SYNC）=5×1010/fOSC（Ω）；当利用外部时钟时，ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）。
32设置输出电压
输出电压由电阻R2和R3确定，首先在10kΩ和1MΩ之间选定R3，则R2为R2=R3（1）
式中：VREF为125V。
33确定电感值
根据芯片内部设置的动态补偿得出的电感量优化值为
LID=VOUT/(4×IOUT×fOSC)（2）
当计算的电感值不是标准值时，可以在较大的±30％容差范围内选择标准值，当取值小于计算值时，电感电流的峰峰值ILPP将变大，需使用大的输出滤波电容，以满足纹波要求。当取值高于计算值时，需要增大相同比例的滤波电容器。因为其高频损耗较高，推荐应用铁氧体铁芯，不要使用铁粉芯。
34确定峰值电感电流
峰值电感电流为
ILP=ILDC＋ILPP/2（3）
式中：ILDC为平均直流输入电流；
ILPP为电感峰峰纹波电流。ILDC=（4）
式中：VD为肖特基整流二极管D1的正向压降；
VSW为外部FET压降。
当导通时ILPP=（5）
式中：L为电感量。
选择的电流饱和值应该等于或高于计算值。
另外电感应该有尽可能小的电阻值，该电阻的耗能为
PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）
式中：RL为电感串联等效电阻。
当确定峰值电感电流值后，根据器件的电气特性得知在最坏情况下的最小电流限制阈值电压为85mV，由最大负载电流下的电感峰值电流可得电流检测器电阻为
RCS=85/ILP(mΩ)(7)
当峰值电感电流大于1A时，必须利用开尔文传感器的连接型式将RCS连接在CS＋和PGND之间,PGND和GND连接在一起。
3.5功率MOSFET的选择
需要选择N沟道的MOSFET，在选择时主要考虑
1）总的门极电荷Qg；
2）反向传递电容或电荷CRSS；
3）通态电阻RDS（ON）；
4）最大的VDS(max)；
5）最小的阈值电压VTH(min)。
当频率高时，Qg和CRSS对效率的影响更大一些，为主要考虑对象。Qg同时影响器件的导通电流
IG=Qg×fOSC（8）
36二极管的选择
高频率要求选择快速二极管，推荐使用肖特基二极管，因为其具有快恢复时间和低的正向压降。二极管的平均电流额定值需满足下式计算值ID=IOUT＋（9）
二极管的反向击穿电压必须高于VOUT。当输出电压高时，可选用硅整流管。
37输出滤波电容
最小的输出滤波电容为COUT(min)=（F）（10）
式中：VIN(min)为最小期望的输入电压。
输出纹波主要由电容等效串联电阻ESR决定，一般取2～3倍的COUT(min)。此时输出纹波电压为
VRI(ESR)=ILP×ESR（11）
38输入电容的选择
输入电容CIN可以减小电流噪声和输入电源的电流峰值。输入电容值主要由输入电源的等效阻抗值决定。阻抗越大，电容值越大，一般选择输入电容值CIN与输出电容值COUT相等。
39旁路电容
在REF和GND之间连接1个022μF的旁路电容，在LDO和GND之间连接1个1μF的旁路电容，在VCC和GND之间连接1个01μF的旁路电容，而且所有的旁路电容离管脚越近越好。
310补偿电容
由于输出波电容的等效串联电阻ESR将在控制环中增加1个左半平面零点，影响稳定性，因此在FB和GND之间需要连接一个补偿电容CFB，CFB与反馈等效电阻作用形成一个极点，从而抵消ESR引起的零点。因此补偿电容值为CFB=COUT×（F）（12）
式中：R2和R3为反馈电阻。
实际取值可以为计算值的50％～150％。
4结语
MAX668/MAX669可广泛地应用于升压型、SEPIC、反激型和隔离型等多种拓扑结构，在选择运行模式和芯片时，有几点需要注意：
1）当VIN低于27V时，必须选择MAX669芯片且连接为自举模式。当输出电压始终不高于55V时，LDO需要与VCC短接，使LDO调压器失效，以消除LDO的压降。
2）当VIN高于30V时，尤其是输出电压较高时，采用非自举模式可以减少芯片静态损耗，同样当VIN始终不高于55V时，LDO需要与VCC短接，使LDO调压器失效，以消除LDO的压降。
3）当VIN在3.0～4.5V之间时，若连接为自举模式，尽管增加了静态功耗，但可以提高门极驱动能力，减小MOSFET的通态电阻，从而提高系统的效率。
4）当VIN始终高于45V时，采用非自举模式较好，因为此时若采用自举模式，不会增加门极驱动能力，但是额外地增加了芯片的静态功耗。
参考文献
[1]MAXIM.Integratedproducts,1999.
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