Abstract：　　　　
ABSTRACT: This paper puts forward a multi-output-voltage’s design on the basis of a magnetic amplifier, and we design a novel practical valued switching power according to the theory. The paper analyses the voltage-stabilization and current-limitation theory of this circuit, moreover discusses the stabilization of the whole closed-loop system, some critical parameters are designed and calculated. Experiments prove: the efficiency of the voltage-stabilization power is 85%, and the stability is up to 98.5%.

Keyword：magnetic amplifier, switching power, large current

1 引言
　　现有开关电源一般采用电压负反馈的方式来进行稳压，但是这种方式只适合单输出开关稳压电源。然而对于大电流多输出开关电源，采用电压负反馈的方式不能实现多组输出电压的校正，因此不能获得多组输出电压的稳定。本文中采用了后相校正器中的一种，即磁放大器来实现开关电源中多组输出电压（本文中采用的是两组输出电压）的稳定。本文中我们所设计的开关电源主输出电压是24V，电流是6A；辅助输出电压是5.0V，输出电流为10A。
　　本设计在实验室试验成功，并已应用于生产。

2 磁放大器的基本原理

　　磁放大器是由可饱和磁芯以及磁芯上所绕的线圈所构成，当线圈流经电流超过一定值时，磁芯便达到饱和，因此磁阻相当小，相当于短路。当流经线圈的电流低于这个值时，磁芯便退出饱和，由于磁芯是高导磁材料镍、铁、钼的合金构成，因此线圈间的阻抗相当大，相当于断路。从上分析可知：磁放大器实际上类似于一个占空比可调的开关。该磁芯的磁滞回线如图1所示：

图1　镍、铁、钼合金磁芯的磁滞回线

3 磁放大器结构

3.1　主电路单元

　　磁放大器的主电路结构如图2所示，在电路中采用单端正极结构，根据单端正极电路结构的基本原理可知，Q1的占空比不能超过0.5，而且变压器复位线圈的匝数 应该与线圈 的匝数相等，以免使主变压器发生阶梯式趋向饱和现象。

图2　多组输出主电路图
　　从图2中，可以看出：当Q1导通期间，通过控制磁放大器磁的饱和时刻来控制磁放大器的“导通”时刻。当Q1关断时，磁放大器退出饱和，即“关断”状态。磁放大器MA的工作波形如图3所示。

图3 磁放大器MA工作波形
　　图中： ――Q1的开通时间；
　　 ――磁放大器的饱和时间，即“导通时间”；
　　 ――磁放大器死区时间；
　　T――整个回路的工作周期

3.2 控制电路单元

　　本设计中磁放大器控制电路所用的控制芯片为TI公司的UC3838A。这是一块专用的磁放大器控制芯片，其复位电流达100mA，可以使整个磁放大器的输出电流达到20A。此芯片内部含有两个运算放大器，一个用于稳压，另一个可以用于限流。控制电路如图4所示：

图4　磁放大器控制电路
　　在图4中，控制芯片UC3838A的第9脚输出2.5V的标准电压作为误差放大器与电流检测放大器的基准信号。输出电压反馈信号是通过采样电阻R5、R6的分压所得，与基准电压相比较来控制输出电压的大小。电流反馈信号则是通过采样电阻R7所获取,先经过一个运算放大器，将采样电流负反馈信号放大到一个合适的电平，再送到UC3838A的第3脚，与基准电压相比较，以进行限流。此放大器是用LM358所构成的同相比例放大器，其电路图见图4中IC2部分，根据模拟电子技术知识可知，LM358的输出电压为 ，而 等于采样电阻R7与输出电流的乘积。
　　控制电路中元件选择如下：D1、D2选用UES2403,D3选择UES1003，限流电阻R12为300Ω，采样电阻R7选用0.02Ω,分压电阻R5,R6用2.5KΩ,R1为1K，R2为11KΩ，R3为100Ω，L1为100µH，C1为1000µF/12V。

4 磁放大器稳压、限流的理论分析

　　假设主输出电路中的频率与占空比保持不变。由单端正极拓扑结构的原理可知：

　　　(1)

　　　　 (2)
　　主输出回路的稳压与限流原理在此不多加叙述。在辅助输出电路中，由图3波形可知：辅助输出电压：

　　 (3)

　　　 (4)
　　这里： 　　　　　　(5)
　　而： 　　　　　　　　（6）
　　其中： 其中：
　　　　　 ――磁芯面积，
　　　　　 ――饱和磁密，G；
　　　　　 ――起始点磁密，G；
　　　　　 ――变压器辅助绕组输出电压，V；
　　　　　 ――磁放大器死区时间，S。
　　在Q1上一个周期关断瞬间到下一个周期的导通时刻，磁芯必须复位到磁滞回线的起始磁通 （其复位电流越大，所复位到的起始磁通密度 就越低），以调整下一个周期的死区时间。磁放大器的磁复位技术可分成电压复位与电流复位两种，本电路中采用了较为简单的电流磁复位技术。
　　电流磁复位技术实质就是Q1关断时刻,给磁放大器输入一个反向电流。然而在Q1导通时，由于D3承受反相电压，因此无反相电流流过磁放大器。在Q1关断瞬间，电压Vsp反相，D2截至，因此电流经过D3、磁放大器形成回路。因此，只要反相电流设置合适，则磁放大器能够复位到所需的起始磁通密度 。
　　由式（4）可知，不管任何原因使得输出电压升高 必须降低即 升高才能保持输出电压保持稳定。因此当输出电压升高时，UC3838A中的误差放大器的输出就会降低，则更大的复位电流流过磁放大器，使得初始磁通密度B1值下降的更低，根据式（6）可知，死区时间 就会增加，使得输出电压降低，这样实现了输出电压的稳定。
　　磁放大器的限流原理与稳压原理相类似，当输出电流高于设定值时，IC2输出电压升高，电流检测放大器的输出电压降低，使得更大的复位电流将会流过磁放大器。因此输出电压降低，输出电流将会随之降低。

5　磁放大器的闭环稳定性分析与设计

　　整个闭环系统是由输出LC滤波器、控制复位电流模块、采样网络和PI调节器所组成。一个稳定的闭环系统必须同时具有下面两个条件：一是截止频率 所处的中频段的斜率必须是－20dB/dec；二是截止频率 所处的中频段要有足够宽的频率范围。一般截止频率 为工作频率的1/4或1/5。此设计中工作频率为100kHz，截止频率 为20kHz。

5.1　输出LC滤波器

　　输出LC滤波器的等效电路如图5所示：

图5　LC滤波器等效电路
　　图5中的Resr是电容的等效串联电阻，此处的电容值为1000uF，等效串联电阻为0.12Ω。则LC滤波器的增益曲线如图6所示。

图6　LC滤波器的增益曲线
　　其中：
　　　　
　　　　 式中，
　　从上面等效电路可知，LC输出滤波器的传递函数为：

　　　　　　　(7)
　　所以LC滤波器在截止频率 处的增益：

5.2　控制复位电流模块

　　控制复位电流模块的增益 ：

　　由于输出电压为5V，式中取 ＝11V。

5.3 采样网络

　　对于UC3838A控制模块，其误差放大器所能容忍的参考电压为2.5V，而输出电压是5V，使采样电阻R5=R6 , 所以采样网络的增益 ＝-6dB,因此 =-1.5 dB。
　　在截止 处，LC滤波器增益与控制复位电流模块增益和采样网络增益相加为：

　　所以整个 的增益曲线如图7中所示：

图7、整个系统的开环增益曲线

5.4　PI调节器

　　通过前面的计算、分析可知 在截止频率 处的增益不等于零，因此若不加校正器环节该系统不稳定。为了该系统稳定，我们使用由误差放大器所构成的PI调节器。由于本文中所用的电解电容不是零等效串联电阻的电容（即Resr≠0），故所用误差放大器可采用的二阶误差放大器。其等效电路如图8所示：

图8、二阶误差放大器原理图
　　该二阶误差放大器的传递函数为:

　　通常，C6<<C4　固有：

　 (8)
　　其增益曲线如图7中所示。由于 在截止频率 处的增益是－27.2dB，欲使整个开环系统在截止频率 处的增益为零，因此误差放大器在截止频率 处的增益必须为27.2dB。
　　由：
　　可得：K=22.9
　　由式（8）可知：
　　式中：取R14=100K&#8486;
　　故： ＝0.0437
　　PI调节器的增益曲线如图7所示，本设计中必须注意PI调节器增益曲线中两个转折频率的设计，因为欲使系统稳定，截止频率所处的中频段必须有一定的宽度， 设置过低，输出电压的纹波将会偏大，而如果 的设置如果过高，则噪音电压尖峰将会通过LC滤波器到达输出电压。为了使系统具有较大的稳定裕量，又能使输出电压的纹波和噪音电压峰值限制在规定的范围之内，一般情况下使 ，S的值一般取4，因此这里 ＝20/4＝5kHz， =20×4=80kHz。在此取R10=775&#8486;。
　　根据：

　　有　　
　　同理：

　　满足：

5.5 整个系统开环增益分析

　　将曲线 与PI调节器的增益曲线相叠加,得到整个系统的增益曲线如图7中ABCDE折线所示，从图中可以看出开环截止频率 所处的中频段的斜率为-20dB/dec,而且保证了中频段有足够的宽度。因此该闭环系统稳定。

6 计算机仿真

　　通过上面的分析与计算，以及给定的各个元件的参数，进行计算机仿真，其仿真波形如图9所示。从仿真波形中可以看出：输出电压能够满足设计的需要。并且在实验室与实际生产中验证：该开关电源的效率可达85％，稳压精度高达98.5％。

图9 ：

仿真波形

7　结束语与应用前景

　　对于大电流多组输出的开关稳压电源，用传统的电压负反馈不能解决辅助输出电压的稳定，本文中采用了磁放大器后相校正的方式解决了其输出电压的稳定，而且磁放大器后相校正方式具有的价格便宜、绕制方式简单、控制芯片的外围电路简单和闭环易于控制的优点，且利于推广应用。本文所设计的新型大电流多输出开关稳压电源已在深圳一家公司得到了应用，使用效果良好。

参考文献

[1] 吕厚余，自动控制原理,重庆大学出版社，1998
[2] 张惠,冯英.电源大全[Ｍ].成都:西南交通大学出版社,1993
[3] Pressman, Switching power supply design, Electrical Engineering series, Second Edition