1 引言

　　随着电力电子技术的迅猛发展，对电能变换器的性能也提出了新的要求，尤其是对输入功率因数要求很高。为了满足这个要求，必须采用功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)技术。三相PFC变换器的输出直流电压一般为760V～800V，有时甚至高达1000V，这使得后级的直流变换器开关管的选择变得十分困难。为了解决这个问题，1992年巴西的Pinheiro提出了零电压开关三电平直流变换器(Zero-Voltage-Switching Three-Level Converters，ZVS TL变换器)[1]，该变换器的开关管电压应力为输入直流电压的一半。同时该变换器利用变压器漏感(或外加谐振电感)和开关管的结电容实现开关管的ZVS [1, 2]。F.Canales提出了零电压零电流开关(Zero-Voltage and Zero- Current-Switching，ZVZCS) TL变换器，其中两只开关管实现ZVS，另外两只开关管则实现ZCS[3]。文献[4]系统地研究了TL变换器的软开关技术。这些变换器均只实现了开关管的软开关，而输出整流管依然存在反向恢复问题，反向恢复引起电压振荡，输出整流管要承受电压尖峰，很容易损坏。

　　本文提出一种新的ZVS TL变换器，如图1(a)所示，它在基本的ZVS TL变换器中增加两个二极管D7和D8，从而消除输出整流管的电压振荡和电压尖峰，同时保留原来的ZVS TL变换器的优点，即利用谐振电感和开关管的结电容实现开关管的ZVS。

　　在图1(a)中，Cd1和Cd2为两个分压电容，其容量很大，而且相等，其电压均为输入电压Vin的一半。D5和D6为续流二极管，D1～D4分别是开关管Q1～Q4的体二极管，C1～C4分别是Q1～Q4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，Css是联结电容，分别将Q1和Q4、Q2和Q3的开关过程联系起来。该变换器采用移相控制(Phase-Shifted，PS)，Q1和Q4为180°互补导通，Q2和Q3也为180°互补导通，Q1和Q4的驱动信号分别超前于Q2和Q3一个相位，即移相角，因此称Q1和Q4为超前管，Q2和Q3为滞后管。通过调节移相角的大小来调节输出电压。图1(b)给出了该变换器的主要波形。

　

(a) 主电路　　　　　　　　　　(b) 主要波形
图1 加钳位二极管的ZVS PWM TL变换器
2 工作原理

　　在一个开关周期中，该变换器共有18种开关状态。分析前，我们作如下假设：①所有开关管、二极管均为理想器件（整流二极管除外，它等效为一个理想二极管和一个电容并联）；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③ ， ；④ ，K是变压器原副边匝比。⑤电容Cd1和Cd2容量很大，将它们看作是两个电压为Vin/2的电压源；⑥Css容量很大，可等效为一个电压源Vin/2。

　　图2给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路，其工作情况描述如下。

1. 开关模态0 [t0时刻之前] [对应于图2(a)]

　　在t0时刻之前，Q1和Q2导通，输出整流管DR1导通，DR2截止。

2. 开关模态1 [t0，t1] [对应于图2(b)]

　　在t0时刻关断Q1，原边电流ip给C1充电，同时通过CSS给C4放电， 下降。若此时变压器原边电压 不变，则谐振电感两端电压vAC<0，二极管D7立即导通，将vAC钳在0，因此vCB必定下降，副边电压相应下降，DR2的结电容CDR2的电压也下降，CDR2被放电。这样输出滤波电感电流一部分给CDR2放电，其余部分折算到原边给C1充电和给C4放电。该模态进一步的等效电路如图3所示，C’d为CDR2折算至原边的等效电容，I1为折算至原边的滤波电感电流，亦即t0时刻的原边电流。C1、C4的电压 、 和ip、iLr分别为：

　　从式(4)中可知，ip在t0时刻阶跃下降，而iLr保持不变，其高于ip的部分流过D7。

　　由于有C1、C4和C’d，Q1是零电压关断。到t1时刻，C4、C’d的电压下降到零，DR2自然导通，A点电位降至Vin/2，D5导通。

3. 开关模态2 [t1，t2] [对应于图2(c)]

　　D5导通后，将Q4两端电压钳在零位，此时可以零电压开通Q4。此时 ，ip和iLr保持不变，DR1和DR2同时导通。

4. 开关模态3 [t2，t3] [对应于图2(d)]

　　t2时刻关断Q2，iLr给C2充电，同时通过Css给C3放电，由于C2和C3的存在，Q2是零电压关断。此时， ，由于DR1和DR2都导通，变压器副边和原边电压均为零， vAB全部加在Lr上。因此在这段时间里，Lr和C2、C3谐振工作，iLr和C2、C3的电压分别为：

　　t2时刻， 升至Vin/2， 降至0，结束此开关模态。

5. 开关模态4 [t3，t4] [对应于图2(e)]

　　t3时刻，D3自然导通，此时可以零电压开通Q3。由于ip不足以提供负载电流，DR1和DR2依然同时导通， D5、D7继续导通，Vin/2全部加在Lr上，iLr线性下降：

　　　　　 (8)
　　到t4时刻，iLr与ip相等，D7自然关断。

图2 各种开关状态下的等效电路

6. 开关模态5 [t4，t5] [对应于图2(f)]

　　在这一阶段中，DR1和DR2继续同时导通，Vin/2全部加在Lr上，iLr和ip同时线性下降。

　　　　　 （9）
　　到t5时刻，ip降至零，D5自然关断。

7. 开关模态6 [t5，t6] [对应于图2(g)]

　　t5时刻，ip由正值过零，且向负方向增加，Q3和Q4为ip提供通路，由于ip仍不足以提供负载电流，DR1和DR2同时导通，因此加在Lr上的电压为Vin/2，iLr和ip线性下降：

　　到t6时刻，ip达到折算至原边的负载电流 ，DR1关断，DR2流过全部负载电流。

8. 开关模态7 [t6，t7] [对应于图2(h)]

　　在t6时刻，Lr与CDR1谐振工作，给DR1的结电容CDR1充电，ip和iLr继续增加。

9. 开关模态8 [t7，t8] [对应于图2(i)]

　　当D8导通后，ip阶跃下降到折算到原边的滤波电感电流，而iLr保持不变，它与ip的差值从D8中流过。在这段时间里，滤波电感电流线性增加，ip也随之线性增加，因此D8的电流是线性下降的。

　　　　　　　　(14)
　　到t8时刻，ip和iLr相等，该模态结束。

10. 开关模态9 [t8，t9] [对应于图2(j)]

　　在此模态中，原边给副边提供能量，ip与iLr相等，表达式与(14)一样。

3 实现ZVS和副边占空比丢失

3.1 超前管ZVS的实现

　　从开关模态1的分析可知，超前管要实现ZVS，必须有足够的能量来抽走即将开通的开关管Q4的结电容C4及截止整流管DR2的结电容CDR2上的电荷，并给刚关断的开关管Q1的结电容C1充电，即：

　　该能量由滤波电感提供，滤波电感很大，其能量足以在很宽的负载范围内实现超前管的ZVS，即超前管容易实现ZVS。基本的ZVS PWM TL变换器是利用滤波电感和谐振电感两者的能量，但谐振电感的能量与滤波电感的能量相比较小，可以忽略，因此两种变换器实现超前管的ZVS的负载范围基本相同。

3.2滞后管ZVS的实现

　　从开关模态3可知，滞后管要实现ZVS，必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管Q3的结电容C3上的电荷，并给关断的开关管Q2的结电容C2充电，该能量由谐振电感提供，那么要求：

　　这与基本的ZVS PWM TL变换器是一样的。由于谐振电感比折算到原边的滤波电感小得多，所以相对于超前管而言，滞后管实现ZVS较困难。一般采取增加谐振电感的方法来扩大滞后管实现ZVS的范围。

3.3副边占空比的丢失

　　由于谐振电感的存在，原边电流从正（负）向变化到负（正）向折算到原边的负载电流需要一定的时间，即图中的[t2，t6]和[t11，t15]，这段时间里，虽然原边有正（或负）电压方波，但原边电流不足以提供负载电流，副边两个整流管都导通，负载处于续流状态，副边整流后的电压vrect为零，这样副边电压就丢失了[t2，t6]和[t11，t15]这部分方波电压，如图1(b)中阴影部分即丢失的电压方波。副边丢失的电压方波时间为[t2，t6]，它与开关周期Ts的一半的比值就是副边占空比丢失Dloss，即：

　　从该式可以看出，①Lr越大，Dloss越大；②负载越大，Dloss越大；③Vin越低，Dloss越大。这与与基本的ZVS TL变换器基本一样。

4　实验结果与讨论

　　为了验证加钳位二极管的ZVS PWM TL变换器的工作原理，在实验室研制了一台原理样机，所用的主要数据为：输入三相交流电压：380V±20%，整流后的直流电压为Vin=530V±20%；输出直流电压：Vo=54V；Q1(D1&C1) ~ Q4(D4&C4)：IRF840；谐振电感：Lr=26uH；变压器原副边匝比：3；输出滤波电感：Lf=70uH；输出滤波电容：Cf=6600uF；开关频率：fs=100kHz。

　　图4给出了实验波形，图4(a)是变压器原边电压vAB、谐振电感电流iLr、变压器原边电流ip和整流电压vrect，从中可以看出，整流后的电压vrect没有任何振荡和电压尖峰，这要归功于两个钳位二极管D7和D8。如果不加钳位二极管，其波形如图4(b)所示，尽管输出整流管上加了RC吸收电路，整流后的电压vrect仍明显存在振荡和较高的电压尖峰。从图4(a)中也可以看出，原边电流存在从正向（负向）到负向（正向）的过渡时间（如图中两条虚线之间），这导致了副边占空比的丢失。图4(c)给出了vAB、iLr、ip和D5及D7的电流波形，该图说明当变换器工作在零状态时，续流二极管为ip提供通路，而钳位二极管则为iLr和ip的差值提供通路。

　　图4(d)和(e)分别给出了超前管Q1和滞后管Q2的驱动信号 ，漏、源极电压 和漏极电流iD，该图表明，它们均实现了ZVS。

　　图5给出了加钳位二极管的ZVS PWM TL变换器和不加钳位二极管的ZVS PWM TL变换器的整机变换效率，图5(a)是在额定输入线电压380V交流电，不同的输出电流下电源的变换效率。该图表明，5A输出电流时效率最高，为91.1%，10A时大于89%。图5(b)是在输出满载10A，在不同的输入交流电压时，变换器的变换效率，该图表明，输入电压越高，变换效率越低，这是因为输入电压越高，变换器零状态的时间越长，而零状态不为负载提供能量，却在原边的开关管、谐振电感和变压器原边绕组中产生通态损耗。从中还可以看出，加钳位二极管后的变换效率明显高于不加钳位二极管的效率，这是因为输出整流管上没有电压振荡，不必采用RC有损吸收电路。实际上，加入钳位二极管后，整流管上的电压应力几乎只有不加钳位二极管时的一半，这样整流管可以采用电压定额低的二极管，而低压的二极管的导通压降比高压的低，变换效率可进一步提高。

　

5　结论

　　本文提出了一种加钳位二极管的ZVS TL变换器，它只是在基本的ZVS TL变换器中加入两个二极管，就消除了输出整流二极管上的电压振荡和电压尖峰，这样不必加有损吸收电路，而且几乎使整流管的电压应力降低一半，因而可选择低压的整流管，从而可以提高变换效率。该变换器还保留了基本的ZVS TL变换器的优点，即利用滤波电感的能量，在很宽的负载范围内实现超前管的ZVS，利用谐振电感的能量来实现滞后管的ZVS；当然也存在占空比丢失的问题。


参 考 文 献

[1] J.Renes Pinheiro and Ivo Barbi, “The three-level zvs pwm converter – A new concept in high-voltage dc-to-dc conversion,” IEEE IECON, 1992, pp.173-178

[2] J.Renes Pinheiro and Ivo Barbi, “Wide load range three-level zvs-pwm dc-to-dc converter,” IEEE PESC, 1993, pp.171-177

[3] F.Canales, P.M.Barbosa and F.C.Lee, “A zero-voltage and zero-current-switching three level dc/dc converter,” Proceedings of VPEC, 1999

[4] Xinbo Ruan and Yangguang Yan, “Soft-switching techniques for pwm three-level converters,” Proceedings of the 3rd international power electronics and motion control conference (IPEMC), 2000, pp.417-423