有快速动态响应的单端反激PFC AC/DC变换器的数字控制

冯德玉1   戴治平2

（1.空军雷达学院研究生队  2.空军雷达学院通信教研室  湖北武汉  430019）

摘  要:本文提出具有快速输出电压调节的s4 ac/dc反激变换器的DSP控制方案。利用反激ac/dc变换器的有源电流整形技术进行功率因素控制和直流电压调节。其特点：高功率因素、直流输出电压的快速调节、高效、低耗、隔离整流，最重要的是所有控制功能都由软件实现，在系统的可修改性和软件应用方面具有高度的灵活性。自适应纹波电压估计器来补偿测出的直流纹波电压。采取单片DSP控制器实现。仿真和试验结果表明了DSP控制PFC换流器的性能。

关键词：数字功率因素校正  S4反激变换器  DSP控制器  自适应电压纹波估计器

1  引  言

现有高性能的微处理器的发展，CPU的快速时钟需要对负载电流的较高回转率作出快速动态响应。传统电源不能在功率密度和动态响应方面满足这些高标准的要求。分散电源配置方案为下一代的桌上PC机和服务器的电源装置提供了一种新体系。图1为分散电源系统的常见体系。这种分散电源系统的中枢点是48V直流总线，当dc-dc转换器为特定负载提供电压调节时，前端电源给设备和48V总线间的接口供电。前端电源的设计要求是：高效、低谐波失真、较好的电压调节功能、功率管理控制、自动负载电流分配、自诊断和带后备电池。

图1  分散配置功率系统的电路体系

实现功率因素控制的ac-dc 48v电源有多种方法：单相或三项PWM ac-dc换流器用于高功率设备（3000VA以上）；单相booster变换器通常用于500~2000VA的功率。都是用隔离的降压换流器用来产生48V输出电压。第二级变换器的开关损失对于实际设施来说是难以承受的。许多文献都提出了遵守工频谐波电流要求、高效的S4 ac-dc变换器设计方法。

设计S4-PFC换流器传统方法围绕效率提高，很多都没有实现输入与输出隔离。无工频电压和电流测量、无感应设施的PFC控制方案在boost、flyback、cuk 、和sepic变换器上有较大发展。由于PWM控制中的非线性载波发生器，这些控制方案对实现类似电路是适合的。在分散电源系统中的ac-dc变换器模块的控制更复杂。

本文阐述了通过一个单片DSP控制器实现反激变换器的全数字PFC控制方案。对DSP的未来控制方案和一些实践应用作了描述。

2  反激变换器的数字PFC

单相PFC变换器可分为两种基本类型：boost和buck-boost变换器。图2为忽略EMI滤波器条件下单相PFC的一般功率电路配置。一个装置串联在二极管桥和直流变换器间。这个装置可以是感应器和开关。如是感应器，则下接boost、Cuk或SEPIC直流变换器；反之，接buck-boost、flyback或Zeta变换器。

对于S4-PFC变换器，要求输出直流电压高于输入直流电压，则用boost型变换器；如需较低电压输出（48V S4-PFC变换器），则用buck-boost变换器。buck-boost变换器用作功率因素校正时需要很大的占空比控制范围以保持可调节直流输出电压，同时控制线电压被正弦输入电流同步。图3是buck-boost功率因素校正电路的主要波形。从(b)中知：如要保持直流输出电压，则当输入电压接近零时，需要非常高的指令电流。要保持工频电压被正弦输入电流同步使得输出电压纹波带二倍频谐波，谐波幅度与输出电流成正比，与输出电容容量成反比。

     图2  单周PFC变换器的一般功率拓扑                        图3（a）  Buck-boost变换器

       图3（b）  变换器的基本工作模式                         图3（c）  电流波形

PFC变换器的主要目的是将输入电流整形使其与输入电压成线性比例，而使变换器等效于一个电阻。另外，还能在工频电压变化和负载变化时，调节直流电压的输出。如PFC变换器只有一个独立的开关，开关功能就是上述两种控制目标的折中。要保证单位功率因素的同时通过带宽反馈控制技术来降低输出电压纹波是不可能的。输入电流的调整会导致感应器电流的很大范围变化。例如对于CCM反激PFC变换器而言，当感应器电流降至CCM边界时，变换器依然必须工作在DCM模式。可从图3中的出结论。CCM和DCM反激变换器的控制器的设计很复杂。

图4显示：通过数个并行连接的PFC AC-DC变换器模块，组成的分散配置的、带后备电池的48V电源系统。在带48V直流母线的分散电源系统中的功率提供。反激变换器的电流整形技术已用于线谐波控制和48V电源的直流电压调节。通过基于DSP的数字控制，此48V电源的输出电压能备份或得到补偿。我们采用DSP控制的单相反激PFC变换器实现此种分散电源系统。

反激PFC变换器具有如下特征：高效（s4拓扑）、低成本和隔离整流。其缺点是适用于500W以下的功率范围。而通过复杂的控制技术将多个变换器并联使用，可以克服这个缺点。在这种分散的前端电源系统中，只有用DSP控制技术才能实现的复杂的控制功能。DSP器件的成本会阻碍这种功率模块的实际应用。。而今，40MIPS单片DSP控制器的价格已低于5美元，而且由于其广泛的应用，价格还会进一步的降低。

为让此AC-DC功率模块能很容易地并行连接，需要发展自动电流分配技术。它需要带虚拟的或小输出感应器的宽带宽的变换器。通常，为保证正弦输入电流，变换器的闭环带宽要远低于其矫正的工频频率，它是单相系统的两倍工频。这也不是必须的条件。尽管无纹波的输出直流电压是不可能的，但通过应用电压纹波感应补偿技术，我们仍可显著提高其动态响应。

图5为单相反激PFC变换器的数字控制器。选取TMS320F240来实现控制运算。控制方案包括四个部分：电流环控制器（CLC）、线性电流参考（NCR）、电压环控制器（VLC）、电压纹波估计器（VRE）。

图4  分散配置带电池备份的PFC数字                    图5  单相反激PFC变换器的DSP控制器

控制技术和自动负载分流

传统的PFC建模方法是基于将功率电路的非线性模块线性化[9][19]。这些模型只有在名义操作点附近才是正确的。线性大信号模型使用于带内部电流环的Boost变换器，通过使用基于动态功率平衡方程非线性状态不同转换，这种模型得到了发展。[20][21]。单相PFC变换器的功率平衡方程可描述为：

 L为等价感应系数，Pout为输出功率，电阻损失忽略。方程（1）在任何时间t都是有效的。

电路中，g(t)表示PFC变换器的等效跨导，则有 ，选择 作为一个新的不同状态，假定输入电压 在很短的时间间隔内保持 不变，（1）式转变为一阶微分方程。

采样周期为TD时，方程（2）的离散形式描述为：

n表示第n次采样，g(n)必须的跨导， 为输出功率。电流控制型PFC变换器模型用（3）式表示，图示于6。

                                  Pout(n)

g(n)            +                     x(n)

Vg2

                           

图6  电流控制PFC变换器的不连续模式

快速响应反激PFC变换器的各功能块示于图7。电流环控制器用于工频电流波形依照所需跨导整形。电压环控制器用来在工频输入和负载变化下，维持一个恒压输出。设计此变换器有两个主要因素：一为变换器的电流环有宽的带宽，其二必须消除有矫正工频输入电压引起的错误输出反馈。

图7  快速响应PFC控制器的框图

3  控制器的数字实现

对于功率电子学系统来说，实际上的数字控制器的实现中有很多值得考虑的因素。主要的实际应用问题使高性能数字控制其的实现复杂化，如控制处理器的选择、采样率的选取、在控制器和功率电路间的接口连接、硬件设计、控制算法的软件实现等。这些都是不能忽略的问题，需要仔细设计和实践检验。

通过定点算法软件的执行在实际控制器中有着重要的角色。它必须从带实际限制的观点中的理论点来分析。这使数字控制器成功运行的关键。安排中断装置、运行任务定时分析、信号量化分析、参数缩放比例等在实现复杂的数字控制器过程中都极为重要。

3.1  微处理器的选择

数字控制系统的设计中，微处理器的选择有很多要考虑的因素。在通盘考虑性能、价格、硬件设计简单、软件支持等后，我们可选取德克萨斯仪器公司的TMS320F240单片DSP实现数字控制器。此芯片有很多优点，这使得它成为功率转换系统的数字控制部分的首选。如其有多个独立的可编程定时器、50ns的指令周期、16位并行乘法器、双通道的多元的10位A/D变换器，还有片上的RAM和E2PROM等。

3.2  采样率的选择

在数字控制器的设计过程中合适采样率的选取很重要，它在控制器和成中必须被优先确定。采样率直接影响系统性能。对于有较高带宽需的系统，采样率较高，然而采样率的增加需要相应的字长和计算速度的增加，通常也需要很大的激励信号来维持死区反应。能达到给定设计指标的较低采样率一直是工程设计目标。

3.3  电流环控制器

输入电流的控制等同于控制图2的装置电流。对于反激PFC变换器，就是通过控制开关的关断来控制开关电流。忽略反激变压器的动态特性，在初级输入电流和次级电流只有数量关系。因此，输入电流的控制等价于控制注入到输出电容和负载的电流。

内环通过死区控制器来控制平均电流。内环的电流参考是由采样的工频电压与电压环控制器的输出电压相乘得到。主开关所需PWM波的占空比由下式决定。

这里，Tc是电流环控制器的采样周期。参考电流命令由电压环控制器的输出与被采样的矫正工频电压相乘而得。

我们用DSP得可编程定时器产生所需的PWM门极信号。如果PWM的开关频率比能得到的电压环带宽高得多，初级电流的测量不需与比较于通常集中的电流感应方案的峰值电流合成。在设计中，用合成的峰值电流测量技术，而不需要在电流感应器后加任何的低通滤波器。我们能用片上带可编程延迟定时器的片上A/D转换器完成合成电流测量。

3.4  电压环控制器

图8  带反终结的数字PI控制器

这是一种带anti-windup控制的数字PI调节器，示于图8。它能在特定位置放置支配极。它有潜在的鲁棒性（robust）,负载单步变化时，没有稳态错误。其速度被用于定点实现。执行反终结能防止由整体饱和引起的过多错误。计算延迟时间比电压环的采样周期要小得多，在合成数字控制器时，延迟时间可以忽略。

3.5  电压纹波估计器

对于电阻负载的PFC转换器来说，如果输出电压纹波被反馈控制消除，输入电流必定由很大失真，电流环和电压环的带宽必定无限大，功率因素极低。通常，较高的带宽能较少电压纹波并能提高电压调节效果，但它也会降低功率因素。

在PFC变换器的输出电压中存在两倍工频的电压纹波。在假定单位功率因素和忽略变换器损失的情况下，输出电压纹波可表示为：

为工频电压的角频率， 是输出功率， 为输出电压的平均值。从图5可看出只有增大输出电容，电压纹波才能减小。在输入工频电流没有失真时，电压纹波不能被电压环补偿。然而，为了在不消弱功率因素的前提下提高电压环的动态相应，可通过限制工频电流谐波总量来增加电压环的带宽。

输出电压纹波的估计式为：

是电压环控制器的采样周期， 是测得的输出电流， 是估计的输出电容。输出电容能显著影响估计电流纹波的精度，它必须被另外一个输出电容所决断，受与DC/DC变换器相连的输入电容的影响，AC/DC变换器的输出电容变化很大。然而，当负载被固定时，这种变化会保持稳定，通过测量输出电压纹波的平均幅度和平均输出功率，这种变化能被估计出。在给定的设计例子中，假定输出电容不变。

4  仿真实验结果

图9  负载变化下的仿真结果

图9为在100%步进负载变化条件下数字控制的反激PFC变换器的仿真结果。输入电压为60Hz，110V，输出端为带4.8Ω的48V直流。基于PFC反激变换器的大信号模式下的仿真结果示于图7。得到快速动态响应，从图9（C）可看出，在3~4个周期内，输出电压恢复其稳态，并且输入电流仍可保持高质量的正弦波。

图10 为在稳态工作时该变换器的仿真和实验结果。图11为负载单步变化下的仿真和实验结果。基于真实电路模型，通过PSIM仿真软件下的仿真结果。通过PSIM软件，我们将类似电路与指定的数字控制器联合。我们能看出在稳态和暂态响应中，仿真和实验结果的一致性。

图10可看出，在DCM/CCM分界处，由于非线性特征而存在交叉失真。这种非线性失真的补偿需要进一步研究。从图11知尽管在大步进负载变化下，数字控制反激变换器和它内在的非线性动态特性，输出响应仍可维持告诉动态响应。

5  结  论

本文中，基于DSP的单片全控数字单相反激PFC变换器证实了计划中的快速响应数字控制方案。步率负载变化引起的输入电压错误在3~4个周期内能降低10%以下。工频线电流的总谐波失真（THD）控制在额定负载的5%以下。实验结果还显示在负载变化很大的情况下，采用PFC数字控制方案能有很快速动态响应。计划中的控制方案具有PFC快速调节的特征，并且所有控制功能由软件实现。基于DSP软件解决方案给设备性能的进一步提高及其实际应用提供了更大灵活性。它也能用于带PFC和智能充电控制的电池充电器。反激PFC变换器的并行控制方案有待进一步的研究。