基于恒频脉宽调制及多谐振技术的桥式零电流开关变流器

高潮1  廖晓峰2

1  佛山科学技术学院自动化系，广东  佛山  528000

2  重庆大学计算机学院，中国重庆市  400044

摘  要：该文分析及研究桥式并联谐振开关变流器存在的几个不足之处：开关功率管的导通是在较大初始电流下进行，容易产生较大的di/dt和导通损耗，以及控制回路的调节方式是通过改变开关频率来实现，不利于整机电路的优化设计等。针对这些问题，对原有电路拓朴结构提出一系列改进措施；新一类变流器包括两种不同的电路结构，其开关三极管实现了在零电流条件下导通及关断，变流器的控制方式实现恒频PWM控制方式，该文通过电路分析、计算机仿真以及一台12V/10A、300kHz变流器的电路实验，证实了改进后变流器所具有的优点。

关键词：恒频技术  多谐振  零电流开关  变流器

中图分类号：TN73

Zero Current Switching Multi-resonant Converters with based on Constant

Frequency PWM and Mutual Inductance Technique

Gao Chao1, Liao Xiaofeng2

1(Automatic Engineering Department of Foshan Science &. Technology University,Foshan,528000)

2(School of Computers, Chongqing University, Chongqing, 400044)

Abstract：This paper presents some improvements on the conventional bridge parallel resonant converters. By introducing mutual inductance and auxiliary into the original circuit topology, a class of novel zero current switching multi-resonant converters regulated by PWM mode at a fixed switching frequency are presented, which overcomes some drawback of the original circuits. One illustrative example is analyzed and the experimental results are given, which confirms the advantages of this approach.

Key words：Constant frequency PWM  Multi-resonant  Zero current switching  Converter

1        引  言

谐振及准谐振开关变流器的电路结构，基本上可以分为零电流开关、零电压开关、桥式串联谐振开关、以及桥式并联谐振开关四大类[1]。在传统的桥式串/并联谐振开关变流器中，开关功率管的关断是在电流为零时进行，但它的导通却是在一个较大的初始电流条件下开始的，这将会引起较大的di/dt以及导通损耗，使开关功率管的开关转换在高频时变得比较困难；并且，传统的桥式并联谐振变流器，其输出参数的调节是采用改变开关频率来实现，当输入电压或负载参数变化较大时，为了稳定输出电压，其开关频率的变化范围随之加大，这对于变流器中的高频变压器、滤波器等参数的优化设计带来不利影响；此外，在传统的并联谐振开关变流器中，输入电源与谐振电路之间存在能量往返，开关晶体管的均方根电流值较大，这也使功率管的导通损耗加大。

本文针对桥式并联谐振型开关变流器的这些问题，提出一系列改进措施：在LC谐振电路中，引入互感电路，在原电路参数设计变化不大的情况下，可使开关功率管实现在零电流条件下进行导通及关断。避免功率管在导通时引起一个较大的di/dt；另一方面，在控制方式上，通过引入两个全波辅助开关，分别控制其占空比，使得传统并联谐振型开关变流器的控制调节方式工作在恒频脉宽调制方式（PWM）下，这对于变流器电路参数的优化设计以及开关功率管导损耗的减小都具有实际意义。

2        桥式多谐振零电流开关变流器

2.1  电路拓朴结构及工作机理

本文提出的恒频PWM型多谐振桥式开关变流器的电路拓朴结构包括两种电路形式，分别如图1(a)、(b)所示。它们与传统的并联谐振开关变流器的不同之处在于：第一、互感（L1、L2、M）与电容Cr组成多谐振电路，并根据主开关功率管T1、T2与辅助开关Ta、Ta、Da、Db的开关状态构成不同的谐振参数；第二，图1所示的二个辅助开关中，图1（a）实际上是二个双向开关的串联，而图1（b）中则是两个单向开关的并联，通过对辅助开关T1、T2的调节控制，使得变流器可以工作在恒频PWM方式下。

(1) 工作机理及主要工作波形

因为图1(a)、(b)所示的两个变流器工作机理基本相同，本文仅以图1(a)为例来加以分析讨论。并且为了阐述方便，对变流器的工作状态加以理想化处理，即开关功率管及二极管为理想器件，变流器的开关频率比由滤波电路LfCf构成的频率大得多，输出电流Io可近似为一恒定值。变流器在前半个开关周期0≤t≤Ts/2的各个电路子拓扑如图2(a)-(d)所示，其工作机理如下。

①     0≤t≤t1：互感（L1、L2、M）与电容Cr谐振阶段。

在t<0-时，开关功率管T1、T2均处于关断，辅助开关Ta处于导通，反向电流iL2经二极管D2流通。t=0时，场效应管T1导通，其导通电流iL1受电感L1的限制不能发生跃变，而从零开始呈正弦上升，与此同时，iL2趋于零，在iL2=0时，此阶段结束，此期间中变流器的电路方式为：

     （1）

    （2）

                     （3）

，                    （4）

②     0≤t≤t2：L1Cr谐振充电、放电阶段

当t=t1时，iL2(t1) =0由于二极管D2的单向导电性，电感L2中不再有电流通过，于是L1不再有由iL2引起的互感作用。此时形成电感L1与电容Cr谐振充放电阶段，iL1为正值，Vc为负值，则电感L1处于充电，电容Cr处于放电状态。在t=t2，电容Cr放电至零时，辅助开关Ta关断，此阶段结束，于是各个电路变量的函数式及时间长度为：

    （6）

   （7）

， ，                          （8）

进一步，我们可以对辅助开关Ta的工作情况加以讨论。在t=t2，场效应管Ta关断时，其电压和电流为：

                                    （9）

                                                 (10)

显然，场效应管Ta是在零电流及开关电压应力最低的情况下自然关断，这将有利于变流器整机电路的优化设计。

③     t≤t2：电流iL1=Io、电压Vc=0之常值阶段

当t=t2时，Vc=0,iL1=Io、此阶段的时间长度为 ，时间 可以调节，以控制变流器的输出。当 =0时，则变流器的控制调节方式就转变为传统的调频工作方式。恒频PWM型变流器的占空比D为：

                                                   （11）

④     t3≤t≤t4：L1、Cr重新谐振充放电，以及t4≤t≤Ts/2电感电流iL1续流阶段

根据输出电压控制过程的需要，在t=t3时，辅助开关Ta再一次导通，这时电路又重新处于L1Cr谐振状态。在t=t3时，电容电压Vc达到峰值Vc=Vcmax，电感电流IL1=Io，此时辅助开关Ta关断，另一场效应管Tb导通，电容Cr开始谐振放电。在t=t4时，电感电流iL1谐振至零，场效应管T1关断，此后，反向电流iL1经二极管D1继续流通，开始续流工作过程，此阶段直到t=Ts/2，控制电路使场效应管T2导通时为止，变流器在前半个开关周期的工作结束。在后半个开关周期Ts/2≤t≤Ts里的工作机理与前半个开关周期完全类似。电路分析方程式为：

                                  （12）

                                    （13）

                              （14）

                                （15）

进一步，当t= ，场效应管Ta关断、Tb导通时，Tb的导通电流为：

                                         （16）

这说明辅助开关（场效应管Ta及Tb）均是在零电流条件下自然关断和导通的，不会带来附加的开关损耗。

根据上述中的电路分析，可以获得变流器在一个开关周期里的主要工作波形，如图3所示。

3  变流器直流工作特性及电路设计

3.1  直流转换比M、均方根电流IRMS

根据式（1）-（15）中的电路变量方程式，可以求出变流器在一个周期里输出电压VO的平均值：

                            （17）

进一步，可以求出变流器输出电压与输入电压的直流转换比M：

   （18）

式（18）是一个复合函数，限于篇幅，这里未列出详细函数式，其中 为恒频PWM型多谐振开关变流器的占空比。根据式（18），在确定开关频率fs与谐振频率 的取值后，可以获得在不同负载情况下，直流转换比M与占空比D的关系曲线，图4(a)为计算机的仿真结果，从图4(a)中各条曲线可能看出，当变流器的输出负载变化范围加大时，占空比D的变化范围并不大，这对于变流器工作参数的优化设计是有利的。

并且，根据式（1）—（15）中相应的电路方程式，可以求出变流器主开关功率场效应管的均方根电流IRMS。它与式（18）类似，也是一个复合函数，本文直接给出了由计算机进行仿真的数据结果，如图4(b)所示。图4(b)中也同时给出了传统型变流器开关功率管的均方根电流仿真曲线，从图4(b)中可以看出，改进后的变流器，其主开关功率管的均方根电流值低于传统型，这也是本文所提出的变流器所具有的特点之一。

3.2  电路设计实例

对于图1(a)所示的变流器，其主要由电路参数的设计值为：输入电压Vi=165V，输出电压VO=12V，输出电流IO=10A，开关频率fs=300kHz，谐振电容Cr=0.22цF，互感线圈（L1、L2、M）的设计原理是：

取L1=L2，并根据开关频率与谐振频率的关系 ，取谐振频率为fr=1.45fs，由式（8）可求得自感线圈电感为 цH    цH  要求线圈1与线圈2紧耦合，设耦合系数为：K=0.93，则互感值M=kL1=0.57цH，采用罐形磁芯，饱和磁密为0.13T。变流器主、辅助开关选用功率场效应管IRF系列（IRF820）；控制电路中的控制芯片采用脉宽调制芯片MC3524。

4  实验验证

对于本文所分析及设计的恒频多谐振开关变流器进行了一系列实验数据检测，其主要实验波形如图5所示，从图5的实验波形可以清楚看到，变流器主开关功率场效应管的导通过程是在零电流条件下开始。另一方面，从图5中也可以看出，变流器具有传统的并联谐振开关变流器的工作特点，但控制方式则是属于脉宽调制型。

5  结  论

基于恒频脉宽调制（PWM）技术以及多谐振技术，研制出新一类的桥式零电流开关DC/DC变流器，电路分析与实验结果表明，此一类变流器效果明显，并具有以下几个特点： 

（1）互感技术使得桥式串（并）联谐振开关变流器的主开关功率管在零电流下导通，变流器有一个比较低的di/dt，这有利于变流器导通损耗的减小及开关频率的提高；

（2）变流器输出电压的调节是通过恒频脉宽调制（PWM）方式加以控制，从而使高频变压器，LC滤波器的体积减小，电路参数的优化设计能够容易实现；

（3）变流器的直流工作特性中，当负载变化较大时，占空比D的变化范围并不大，恒频PWM型多谐振变流器更适合于宽负载装置中的使用；并且，变流器主开关管的均方根电流值低于传统型，这也有利于变流器导通损耗的减小；

（4）新一类变流器开关条件的改善都是在原有电路结构变化不大的情况下取得的；另一方面，辅助开关是在零电流条件下自然导通和关断，其开关电压应力也最低，因此，它们不会产生明显的附加开关损耗。

此类恒频PWM型控制技术及多谐振技术在其他类型的（准）谐振变流器中的应用，也正在研究中。

参考文献：

[1]  Thomas G.Wilson. The Evolution of Power Electronics[J]. IEEE Trans. on PE,2000,15(3):439-446

[2]  Trevor A.Smith, Sima Dimitrijev. Analysis of a Multi-resonant Forward Converter Based Nonideal Coupling of the Transformer[J].IEEE Trans. on PE, 2000,15(1):111-120

[3]  Xiaoming Yuan, Ivo Barbi. Analysis, Desiging, and Experimentation of a Transformer-Assisted PWM Zero-Voltage Switching Pole Inverter[J]. IEEE Trans. on PE,2000,15(1):72-81

[4]  Rajapandian Ayyanar, Ned Mohan. Novel Soft-Switching DC-DC Converter with Full ZVS-Range and Reduced Filter Requirement-Part I: Regulated-Output Applications[J]. IEEE Trans. on PE, 2001,16(2):184-192

作者简介：

高  潮  博士后，1958年生，教授，1984年、1988年、1992年分别在四川大学、重庆大学以及西安交通大学获学士、硕士学位，1992-1995年在重庆大学电气工程博士后流动站做博士后研究工作，现在东莞理工学院电子工程系工作。在国内外一流刊物上发表论文20余篇，其中被三大检索索引2次。出版专著一部。

廖晓峰  博士后，1964年生，教授，重庆大学计算机学院副院长，重庆大学“计算机软件与理论”的博士生导师，电子科技大学“电路与系统”国家重点学科的博士生导师，2001年享受国务院政府特殊津贴的专家；他是IEEE Transactions on Neural Networks, IEEE Transactions on Circuits and Systems, IEEE Transactions on Systerms, Man and Cybernetics, International Journal of System Sciences, International Journal of Circuit Theory and Applications, International Journal of Bifurcation and Chaos, Chaos, Soliton and Fractals, Phsyica D, Nonlinear Dynamics, 电子学报，电路与系统学报，电子科学学刊，通信学报，计算机学报，计算机研究与发展，自动化学报等刊物的审稿人，在国内外一流刊物上发表论文80余篇，其中被三大检索索引30余次。