0 引言
移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：
1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；
2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的EMI；
3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入R－C吸收。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：
1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；
2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；
3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。
改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥PWM变换器中，超前臂ZVS的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件。
1 改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器
1.1 电路拓扑
图1所示是一种改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器，与基本的全桥移相PWM变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。
图1 电路拓扑
在由Lrx及Crx组成的辅助谐振支路中，电容Crx足够大，其上电压VCrx应满足
VCrx≈
Vin（1）
则电感Lrx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为Vin/2。电感上的电流峰值ILrx(max)为
ILrx(max)=
（2）
式中：Vin为输入直流电压；
Ts为开关周期。
电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样。而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。
1.2 电路运行过程分析
由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析，假设：
——所有功率开关管及二极管均为理想器件；
——所有电感及电容均为理想元件；
——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并记C3＋C4=C；
——考虑变压器的漏感Llk；
——由于电感Lrx及电容Crx足够大，可以认为电感Lrx上电流iLrx在死区td内保持不变。
1）t0时刻之前
在t0时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管D1，开关管S3，变压器副边二极管D5处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管D1和开关管S3流通，并在输出电压nVo的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。在t0时刻，变压器原边电流ip(t0)为
ip(t0)=
=－I1（3）
式中：I1是副边输出滤波电感Lf电流最小值反射到原边的电流值，显然，I1的大小取决于负载情况。
图2 电路主要波形（死区时间被放大）
图中下标（Ⅰ）：ip(td)≤I1时，（Ⅱ）：ip(t)=I1（t≤td时）
此时，辅助支路电感Lrx上电流ILrx(t0)为
iLrx(t0)=ILrx(max)（4）
2）t0～t1时间段
在t0时刻，开关管S3在电容C3及C4的作用下零电压关断。从t0时刻开始，电路开始发生LC谐振，使C3充电，C4放电，此阶段等效电路如图3所示，其中C为C3与C4的并联，变压器原边电压及电流为vp和ip，电容C上的电压及电流为vc和ic。在这时间段分别为
图3 t0～t1时间段电路等效拓扑
vp=Llk
（5）
ic=C
（6）
vp＋vc=Vin（7）
ip－ic=ILrx(max)（8）
初始条件为
ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin
解方程式，并代入初始条件可得
ip=－(ILrx(max)＋I1)cosωt＋ILrx(max)（9）
vp=
(ILrx(max)＋I1)sinωt（10）
vc=Vin－
(ILrx(max)＋I1)sinωt（11）
ic=－(ILrx(max)＋I1)cosωt（12）
式中：ω=1/
为谐振角频率。
这一谐振过程直到t1时刻，电容C4上的电压谐振到零，二极管D4自然导通，这一过程结束。这一时间段长度为
t1=
arcsin
（13）
此时
ip(t1)=－(ILrx(max)＋I1)cosωt1＋ILrx(max)=I2（14）
3）t1～td时间段
在t1时刻，D4导通，变压器原边电流ip在输入电压Vin作用下线性上升。此阶段等效电路如图4所示。在这时间段有
vp=Vin（15）
ip=I2＋
(t－t1)（16）
图4 t1～td时间段电路等效拓扑
此过程可分为以下两种情况。
（1）在死区td结束时，ip(td)≤I1，则在td时刻，原边电流为
ip(td)=I2＋
(td－t1)（17）
（2）设在t2时刻（t2<td），ip(t2)=I1，则在时刻t2，这一过程结束。此后保持
ip(t)=I1(t2<=t<=td)（18）
原边通过变压器向副边提供能量。在td时刻，原边电流为
ip(td)=I1（19）
开关管S4实现零电压开通的条件是在td时刻，开关管S4上电压为零，即vc(td)=0，必须满足
ip(td)<=ILrx(max)（20）
4）td时刻之后
在td时刻，开关管S4开通，由于此时二极管D4处于导通状态，开关管两端的电压被箝位在零，所以开关管S4实现了零电压开通。
1.3 参数设计
由于实际电路中ILrx(max)足够大，谐振过程（t0～t1）很快就完成了。电路实现ZVS的条件可以近似为
1）在
td<=2I1时，
ILrx(max)>=
td－I1＋Ix（21）
2）在
td>2I1时，
ILrx(max)>=I1＋Ix（22）
式中：td为死区时间；
Ix为满足在死区时间内完成S3充电，S4放电所需要的最小电流。
Ix=
（23）
可见，只要在
I1(t)=
（24）
时，电路能满足ZVS条件，那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS。
根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为
ILrx(max)>-I1(t)＋Ix（25）
则辅助支路电感Lrx为
Lrx<=
（26）
假设在整个工作过程中电容Crx电压变化不超过5％输入电压Vin，则有
Crx>=
（27）
2 实验结果
利用以上分析应用于一48V/6V实验电路，该电路的主要数据为：
1）输入直流电压Vin=48V；
2）输出直流电压Vo=6V；
3）满载输出电流Io(max)=40A；
4）主电路开关频率fs=50kHz；
5）死区时间td=200ns；
6）变压器变比n=10∶2；
7）变压器漏感Llk=2.2μH；
8）主开关管采用IRF530，输出结电容Coss=215pF。
根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为
Lrx=50μH，Crx=5μH
图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压vDS和驱动电压vGS的实验波形。由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。
图5 空载状态滞后臂下管实验波形（Io=0.05A）
图6 临界状态滞后臂下管实验波形(Io=12.5A)
图7 满载状态滞后臂下管实验波形(Io=40A)
3 结语
本文所讨论的改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。
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