准方波整流在电压调整模块(VRM)中的应用

秦海鸿  张方华  王慧贞  南京航空航天大学（南京210016）

摘  要：电压调整模块（VRM）是针对微处理器等典型数据处理电路开发的电源模块。本篇首先对VRM现在常用的拓扑进行了回顾，指出了其存在的缺陷，从而引入准方波整流电路，并对其工作原理进行了介绍。应用交错并联技术的多通道交错并联QSW拓扑在输入电压等于两倍输出电压时具有最优的性能。但低输入电压却引入了输入滤波器过大等系统设计问题。为此本文给出了高输入电压、隔离式QSW电路的设计思路。分析表明，在结合磁集成技术后，这些隔离式QSW拓扑具有很有吸引力的应用价值。

关键词： 直/直  变换器  VRM  准方波  交错并联  低压/大电流

Application of Quasi-Square-Wave Rectification in Voltage Regulator Module(VRM) Topologies

Qin hai hong  Zhang fang hua  Wang hui zhen  

Nanjing University of Aeronautics and Astronautics  (210016)

Abstract: The Microprocessors return to low voltage and high current. This imposes difficulties on Voltage Regulator Module(VRM) design. With the review of current VRM topologies, Quasi-Square-Wave (QSW) rectification is presented in detail. Considering the steady state ripple cancellation and transient response, it is ideal for the interleaving QSW VRM to have an input voltage equal to twice the output voltage. However, the low voltage will introduce many problems, especially at the input filter. To solve this problem, high input voltage, fast VRMs with a transformer are proposed. It is expected to have good transient performance and high efficiency, when incorporating integrated magnetics technology.

Key words: dc/dc  converter  Voltage-Regulator-Module  Quasi-Square-Wave  interleaving  low-voltage/high-current

1  引  言

随着信息技术产业的快速发展，高速超大规模集成电路尺寸的不断减小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备得到迅猛的发展。在这些场合，广泛的采用直流分布式电源系统。构成这些电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。而这些计算机、通讯产品的核心部件是微处理器等典型的数据处理电路。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。以典型的Interl Pentium微处理器为例，目前其工作主频在1GHz以上，供电电压在2V—3.5V之间，这一工作电压由计算机“银盒”中的5V或12V电压，经过较长的传输线引出，通过处理器附近的BUCK变换器进行电压变换后得到。

为了进一步提高微处理器等数据处理电路的速度，实现更加快速有效的数据处理，其工作频率将进一步提高，供电电压将越来越低，而且随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A~100A，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。目前国外很多研发机构、公司已经针对高速微处理器这类特殊负载的供电电源进行了广泛深入的研究，并把这一研究热点，给以专门的名称VRM，即电压调整模块。针对微处理器等高速数据处理电路的特点，要求VRM提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。

2  VRM现用拓扑的回顾：

现今VRM大多采用常规Buck或同步整流Buck拓扑。如图1所示，(a)为常规Buck拓扑，用Schottky作为整流管，(b)为同步整流Buck拓扑，用低导通电阻的低压功率MOSFET，代替schottky作为同步整流管，其中，同步整流管Q2与主管Q1的开关信号互补。

图1    (a) 常规Buck拓扑             （b）  同步整流Buck

为优化控制环参数设计，希望在整个负载变化范围内，主电路能够在单模式下工作。对于Buck型拓扑，工作于连续模式(CCM)通常可以获得最好的性能，所以在设计Buck型变换器时，一般按照CCM工作模式设计、选择电路参数。在选择输出滤波电感时，一般取一个最小负载电流I0min，保证在大于I0min的所有负载范围内，电感电流都能连续（不到达零位）。通常根据以下公式进行计算：

    （这里，I0min取为满载电流的10%）

得到：                                         (1)

其中，D为占空比，Vin为输入电压，Vo为输出电压。Io为满载电流，fs为开关频率。

公式(1)计算所得的电感值较大(典型值为2µH~4µH)，限制了功率级能量传输速度。若为提高能量传输速度，强行减小电感量，则会使电路在更大的负载范围内（I0min增大）工作于DCM状态，而按照CCM工作模式选取的控制电路参数，难以同时满足DCM模式的要求，致使DCM工作状态下电路性能变差，甚至引起不稳定；若兼顾CCM和DCM两种工作状态，折衷选取控制参数，则又会以牺牲CCM状态下的电路性能为代价。可见，按传统设计方法工作的Buck变换器拓扑，因大输出滤波电感的存在，限制了功率级能量传输速度，负载瞬态变化所需要（或产生）的能量几乎全部由滤波电容提供（或吸收）。为使输出电压不致超出所允许的变化范围，就必须增加输出滤波电容（一般采用多电容并联以减小ESR和ESL），使电源的体积重量增大，功率密度降低，也增加了整机制造成本。由此可见，同步整流Buck电路难以满足新一代微处理芯片发展对电源的要求。

尽管提高开关频率可以减小滤波电感，提高VRM的动态响应速度，但同时也带来了更多难以解决的问题。如：变换器的开关损耗和驱动损耗随着频率的升高大大增加，磁性元件和功率器件的性能变差等。有关文献[3]表明：采用同步整流Buck变换器，必须把开关频率提高到十几MHz的量级，才能满足下一代微处理器的工作要求，而在如此高的开关频率下，基于现有技术的功率器件和磁性元件将不再适用，即便能够使用，功率器件的损耗也会非常高，使得整机效率远远低于指标要求，不能满足应用场合的需要。

为了克服同步整流Buck电路在瞬态响应等方面存在的不足，应运而生准方波整流工作方式的拓扑。下面对准方波整流的工作原理及其特点进行介绍。        

3  准方波整流：

图2给出了准方波整流Buck电路，其电路结构与同步整流Buck电路相同。图3给出其工作原理波形，在分析工作原理之前，规定MOSFET体二极管导通压降为VD，MOSFET沟道导通压降为Vf。一个开关周期分为四个开关模态讨论。

图2  准方波整流Buck电路           图3  QSW整流工作原理波形

    模态1（t0---t1）：

t0时刻，Q1导通，电感储能，电感电流从负到正逐渐上升。

                                                (2)

    t1时刻，Q1关断，电感电流到达最大值，模态1结束。

    模态2（t1---t2）：

从 Q1关断，直至 Q2开通之前，电感电流流过Q2的体二极管D2续流，电感电流下降。 

                                                   (3)

    模态3（t2---t3）：

    t2时刻，Q2导通（零电压开通），电感释放能量，电感电流从正到负逐渐降低。

                                                    (4)   

t3时刻，Q2关断，电感电流到达最低点。  

  模态4（t3---t4）：

从Q2关断，直至Q1开通之前，电感电流流过Q1的体二极管D1，造就Q1零电压开通的条件。

                                               (5)   

t4时刻，Q1再次开通（零电压开通），一个完整周期结束。

准方波整流方式保证在所有负载变化范围内，电感电流都连续（从正到负变化），输出滤波电感的感值按其电流峰峰值是两倍的满载电流来选取：

                                                  (6)   

比较公式(1)和(6)式可见，与同步整流Buck相比，准方波整流拓扑的输出滤波电感降低了10倍左右，大大提高了功率级的响应速度。而且从原理分析也可看到，Q1和Q2均可实现零电压开通，大大减小MOSFET密勒效应的影响，降低了开关损耗和栅极驱动损耗。

但QSW电路也存在较多问题，主要表现在： ① 输出滤波电感电流纹波较大，使流过开关管的电流有效值增大，通态损耗增加； ② 需要很大的输出滤波电容滤除纹波； ③ 大的纹波电流亦使磁性元件的损耗增加，使应用QSW拓扑的VRM整机效率低于同步整流Buck拓扑。

为了减小QSW电路输出电流的纹波，同时又能满足快速瞬态响应的要求，结合交错并联技术，又应运而生“多通道交错并联准方波整流”拓扑。

4  多通道交错并联准方波整流：

所谓多通道交错并联QSW，即应用交错并联技术，采用多个QSW拓扑（每一个QSW拓扑称之为“单通道”），让不同通道中开关管的开关时序相互错开一定的角度，把这些通道并联起来工作。这就使得在多个通道并联时，各通道的电感电流能够相互错开一定的角度，实现电流纹波互消作用，从而达到减小输出电流纹波的目的。下面以双通道并联和四通道并联的情况为例进行了说明。

4.1  双通道交错并联：

如图4所示，为双通道交错并联QSW拓扑，及其电感电流交错叠加示意图。双通道中的电感电流相差180o相位，纹波互消比例K (I0纹波峰峰值与IL1或 IL2纹波峰峰值的比值)为：

                                      (7) 

对应的关系如图5(a)所示。从图5(a)可以直观的看出，在双通道交错并联QSW拓扑中，只有当占空比D=0.5，即Vin=2V0时，才有完全的纹波互消作用（输出电流实现零纹波）。

图4  (a) 双通道交错并联QSW   (b) 电感电流交错叠加示意图

4.2  四通道交错并联：

如图6所示，为四通道交错并联QSW拓扑，及其电感电流交错叠加示意图。四通道中的电感电流两两相差90o相位，纹波互消比例K为：

                                   (8)  

图5  (a) 双通道纹波互消比例       (b)  四通道纹波互消比例

对应的关系如图5(b)所示。从图5(b)可以直观的看出，在四通道交错并联QSW拓扑中，只有当占空比为0.25、0.5、0.75时，纹波才可以完全互消。如果占空比不等于以上值，只能实现部分纹波互消。

图6   (a)四通道交错并联QSW                 (b)电感电流交错叠加示意图

4.3  交错并联QSW电路的特点分析：

(1)优化的输入与输出电压关系：Vin=2V0

    由前分析可知在双、四通道交错并联QSW电路中，当D=0.5时，都可以获得多通道电感电流纹波的完全互消作用。如果把D=0.5（对应此时的Vin与V0的关系为Vin=2V0）作为稳态占空比，将会实现稳态工作时的输出电流零纹波，大大减轻输出滤波电容的稳态纹波设计压力。而且当Vin=2V0时，电路可以实现对称的瞬态响应（如图7所示）：

① 负载突加：出现输出电压下冲，为及时响应可实现D=1满占空比工作，整个开关周期输出滤波电感上的压降都为 ，使电感电流迅速提升，对应 ；

② 负载突卸：出现输出电压上冲，为及时响应，占空比可以降为D=0工作，对应整个开关周期，输出滤波电感上的压降都为－V0，使电流迅速下降，对应 。

因此从交错并联QSW拓扑本身来看，在满足Vin=2V0的情况下，VRM输出电压的上冲和下冲具有对称的幅值，滤波参数可以实现优化设计。Vin=2V0较具吸引力。

图7  (a) 负载突加            (b) 负载突卸           (c) 输出电压过冲

(2) Vin=2V0在整个电源系统中的缺陷：

如图8，为VRM所用单通道QSW电路的典型结构示意图。为了减小负载突变对计算机电源系统中其它部件(与VRM公用总线部件)输入电压的影响，必须在VRM输入端加一个较大的输入滤波器，储存足够多的能量，以保证在负载突变期间公用总线电压不受影响。（一般的，为使负载之间的相互影响最小，要求VRM输入电流变化率必须小于0.1A/us，这个要求也就成为VRM输入滤波器设计的依据。）

在负载突升时，输出滤波器需要向负载提供能量，同时输入滤波器在保证输入电流斜率小于0.1A/us的情况下，必须向输出滤波器提供能量。需要由输入滤波电容提供的能量如图9所示，对应关系为

                                          (9)

其中，SR(Iin)是输入电流变化率，ΔVin是输入电压变化范围，Vin是输入电压，P0是输出功率。

输入电容Cin与输入电压Vin的对应关系曲线如图9所示。随着处理器工作电压的进一步降低（最新已提出1V以下的要求），如果按照Vin=2V0的优化关系，VRM的输入电压仅为2V左右，将需要很大的输入滤波电容，达到mF量级；而当输入电压升高时，这一Cin将与Vin成平方反比的关系速减。对应Vin提高为48V左右时，Cin的量级已经降为几十个μF，从而使得VRM的整机尺寸能够满足越来越来越高的功率密度要求；而且，这么低的输入电压将对应很高的输入电流，增加了系统的损耗，使银盒与母板之间本已很复杂的连接线变得更难设计。

可见，从电源系统角度考虑，在满足安规要求的情况下，希望VRM的输入总线电压越高越好。

图8 单通道QSW电路的典型结构     图9 (a) 能量关系       (b) Cin与Vin的关系曲线

(3) Vin=2V0的拓扑优势与高总线输入电压优势的结合：

多通道交错并联QSW电路对应Vin=2V0时，电路拓扑本身具有很好的性能。但从整个计算机电源系统角度考虑，Vin太低，会大大增加系统设计的难度。为了解决这一矛盾，能够同时利用两方面的优势，考虑引入隔离变压器，利用其匝比变换关系，把高总线输入电压变换为低输入电压，同时结合交错并联QSW技术，得到所希望的低输出电压。基本思路有两种：

① 两级结构（如图10）：(高压/低压)的DC/DC前级＋多通道交错并联QSW后级。该方案的后级可以直接采用多通道交错并联QSW电路，其关键在于前级低压DC输出的得到。

图10  两级结构示意图

② 隔离式多通道交错并联QSW拓扑（如图11）：采用隔离式拓扑，结合QSW和交错并联技术，实现高总线输入电压到低压输出的变换。

图11  隔离式多通道交错并联QSW拓扑

5  应用QSW的隔离式拓扑

5.1  两级方案

两级方案中，前级的(高压/低压) DC/DC变换，可采用的拓扑形式较多。如果采用常规方法，必然需要一套完整的控制电路、闭环设计，增加了元件数和整机的复杂程度。但如果注意到，当变压器副边采用全波整流（或全桥整流），原边采用对称拓扑(如推挽、桥式)，开关管满占空比开环控制时，变压器绕组上可以得到对称的方波电压，整流后能够得到比较理想的低压直流。如图12为“对称半桥全波整流+双通道交错并联QSW”拓扑。其主要工作波形示于图12，在这种两级拓扑结构中，原边开关S1、S2采用开环控制，固定在满占空比，副边SR1、SR2管采用自驱动方法，QSW中的SR3-SR6采用与双通道交错并联QSW电路相同的控制方法。这种方案大大简化了控制电路设计。

图12  “对称半桥全波整流+双通道交错并联QSW”拓扑及其主要工作波形

5.2  隔离式多通道交错并联QSW拓扑

(1) 隔离式变换器拓扑的简单回顾

图13给出了几种常用的隔离式DC/DC变换器拓扑，(a)有源箝位正激；(b)反激；(c)对称拓扑：推挽、半桥、全桥。其中，对称拓扑只给出了原边拓扑。

(a)  有源箝位正激              (b)  反激

(c) 半桥            推挽            全桥

图13  几种常用的隔离式DC/DC变换器拓扑       图14  正激变换器负载瞬变工作波形

对于正激变换器，总需要留有一定量的占空比用于变压器铁芯的磁复位。在这段铁芯磁复位时间内，原边不向副边传输能量。因此正激式拓扑不可能象准方波拓扑那样工作在100％的占空比。如图14所示，为正激变换器的工作波形。即使在负载突升时，一个周期中仍然必须保留一段时间用于电感放能，这就使得正激式拓扑的响应速度要比QSW电路慢。而为了满足快响应速度的要求，必然要大大增大磁性元件的体积，以保证负载突升期间，变换器快速提升占空比时，电感和变压器不会饱和。

反激式拓扑也存在相似的问题，因其变压器实际上为耦合电感，在负载突升时，必须首先给磁化电感储能，然后再从原边向副边传送能量。这使得响应出现延迟。

推挽、桥式电路为变压器对称工作的拓扑，可以在整个周期都从原边向副边传送能量。因而，对称工作的拓扑具备QSW电路那样快响应的可能。考虑到推挽拓扑存在变压器漏感引起的关断电压尖峰等问题，全桥电路需要四管，驱动复杂等问题，在相对较高输入电压时(如48V总线电压)，采用对称半桥电路作为主电路拓扑比较合适。

(2) QSW对称半桥拓扑

对于半桥拓扑，副边的整流电路可采用图15的中心抽头全波整流结构(a)和倍流整流结构(b)。

图15  (a) 对称半桥全波整流电路              (b)  QSW工作波形

如图15所示，让对称半桥全波整流电路按照QSW方式工作，在所有负载范围内电感电流都从正到负变化，则可实现原边开关管在开通之前，电感电流反映到原边，流过即将开通的开关管的体二极管，实现ZVS。而且在负载突升时，输出滤波电感的等效占空比可达到100%，整个周期都会有正压加在输出滤波电感上，来提升电流；负载突降时，滤波电感的等效占空比可以为0%，整个周期都会有负压加在电感上，来降低电流。具有与单通道QSW电路相似的动态响应特性。应用交错并联技术，把两个对称半桥全波整流电路并联起来(如图16)，取稳态占空比为0.5，可实现完全的输出电流纹波互消作用，大大减小输出滤波器，在负载突升和负载突降时，具有对称的快动态响应。

图16  交错并联对称半桥全波整流电路         图17  对称半桥倍流整流拓扑

如图17为对称半桥倍流整流拓扑，两个输出滤波电感的电流相位相差180o，与双通道交错并联拓扑存在相似的电感电流纹波互消作用，对应D=0.5时，可以实现完全的电流纹波互消作用（输出电流纹波为零）。在应用于负载对动态响应要求不高的场合时，可以把稳态占空比选定为0.5，从而大大减小输出滤波器的体积。但对于数据处理器这类对动态响应有较高要求的负载时，不能把0.5这一满占空比作为稳态占空比。但当D偏离0.5时，其纹波互消作用则会大大削弱，限制了输出滤波器参数的取小，降低了功率级的能量传输速度。在这种情况下利用交错并联技术，把两个对称半桥倍流整流拓扑进行交错并联，如图18所示，则可实现与四通道交错并联QSW电路相似的纹波互消作用（因Dmax＜0.5，前者只有后者互消曲线的半支），此时，若把稳态占空比定在0.25，则可实现稳态时完全的纹波互消作用，输出滤波电感也可以取得很小，从而在负载突升(D：0.25→0.5)和突降(D：0.25→0)时，具有对称的快动态响应。

图18  交错并联对称半桥倍流整流拓扑及其原理波形

特别值得指出的是，这些交错并联结构的拓扑特别适合于应用磁集成技术。一般可采用两种集成思路：多通道电感的集成，以及电感和变压器的集成。

① 在交错并联结构中，虽然由多通道电感电流交错合成后的总电流其纹波较小，但流过每个分立电感上的电流纹波却较大，对应每只电感的磁通脉动量较大，引起较大的铁芯损耗，降低了整机效率；若把多只分立电感集成在一只铁芯上（如图19为两通道电感的集成示意图），磁通在中心柱上交叠，可以实现磁通脉动量的互消作用，从而大大减小中心柱的铁芯损耗和铁芯体积。

② 在倍流整流拓扑中，可把变压器和两个分立电感集成在一只铁芯上，如图20所示，同时实现了铁芯和绕组的集成，从而大大减小了磁性元件所占的总体积，简化了电路布局、封装设计，与分立磁性元件相比，具有显著的优越性。

图19 (a)两电感铁芯集成示意 (b)磁通脉动互消作用示意图   图20 三个分立磁性元件的集成

6  结  语

本篇针对微处理器应用场合，对其供电电源VRM进行了拓扑分析，指出现有拓扑的缺陷，从而引出准方波整流方式，并对其进行了原理分析，并结合交错并联技术，对多通道交错并联QSW电路进行了分析，在此基础上，给出适合高总线要求的隔离式交错并联QSW方案，对各电路特点进行了阐述。本文分析有助于QSW在VRM中的合理选用和电路制作。

参考文献：

[1] Fred C.Lee and Xunwei zhou, Investigaion of Power Management Issues for Future Generation Miroprocessors, CPES

[2] Michael T.Zhang, Milan M.Jovanovic and Fred C.Lee,“Design Considerations for Low-Voltage On-board DC-DC Modules for Next Generations of Data Processing Circuits,”IEEE Transactions on Power Electronics,Vol.11,No.2 March 1996

[3] Xunwei Zhou, Xingzhu Zhang,Jiangang Liu,Pit-leong,Jiabin Chen,Ho-PuWu,Luca Amoroso,Fred C.Lee,and Dan Y.Chen,“Investigation of Candidate VRM Topologies for future Microprocessors,”,IEEE APEC’98 conf.

[4] P.Wong,X.Zhou,J.Chen,H.Wu,L,Amoroso,J.Liu,F.C.Lee,X.Zhang and D.Y.Chen,“VRM Transience Study and Output Filter Design for Future Processors,”VPEC Seminar1997

[5] Yuri Panov and Milan M.Jovanovic, Design and Performance Evaluation of Low-Voltage/High-Current Dc/Dc On-Board Modules ,APEC’99,pp545~552

[6] Pit-Leong,Xunwei Zhou,Bo Yang and Fred C.Lee，“Fast VRM with High Input Voltage”VPEC Seminar. 1998

[7] W.Chen,F.C.Lee,X.Zhou and P.Xu,“Integrated Planar Inductor Scheme for Multi-module interleaved Quasi-Squre-Wave DC/DC Converter”，IEEE PESC’99

[8]  Art Brockschmidt,“Optimizing Distribution Bus Voltages”,IEEE APEC’98

[9] W.Chen, G.Hua, D.Sable,F.C.Lee, Design of high-efficiency, low-profile, low-voltage converter with integrated magnetics, IEEE APEC,pp911~917.

[10] Pit-Leong, Xunwei Bo Yang, Peng Xu and Fred C.Lee，“Quasi-Square-Wave Rectification for Front-End DC/DC Converters.”IEEE PESC’2000

[11] 丁道宏，《电力电子技术》，航空工业出版社，北京，1995

[12] 阮新波，严仰光，《直流开关电源的软开关技术》，科学出版社，2000

[13] 蔡宣三、龚绍文，《高频功率电子学—直流-直流变换部分》，科学出版社，1993