这种RCC电路由于是基极激励，其安全工作电压受BVceo的限制。但是，如果采用了ACT30系列独立控制器，接在普通NPN型开关晶体管的射极，或N沟道MOSFET的源极。如图2所示，采取射极激励的方式。就可大大改善NPN型晶体管的安全工作范围。

    图3为NPN反偏安全工作区。我们知道，通常BVcbo>BVceo，图中的安全工作电压由Vceo扩大到Vcbo。这样，对于交流265V的电网电压，就可采用普通的NPN型功率开关晶体管。ACT30系列独立控制器还具有输出短路保护、过流保护和欠压保护等功能。下面对IC器件及其实用电路作一详细介绍。

2 ACT30的外形引脚及内部功能
    1)ACT30的外形和引脚
    ACT30系列IC有两种封装形式：TO一92(见图4a)币NSOT23—5(见图4b)。
    2)ACT30的引脚功能
    ACT30的引脚排列见表1。
    3)ACT30内部功能

    图5为ACT30的功能方框图。主要包括：开关控制逻辑、两个带有并联电流检测的接通芯片中间电压驱动MOSFET、驱动器、振荡器斜坡产生器、电流限制VC发生器、误差比较器、打嗝控制偏置、欠压锁定和调压电路。

    从图5看出，该IC有6个内部端子，VDD是电源供电端，DRVl和DRV2是线性驱动输出，可以驱动外接NPN高压晶体管或N沟道MOSFET管的射极。这种射极驱动方式，可充分利用晶体管的BVcbo高的优点。可采用低成本的晶体管，如W13003D(BVcbo=700V)或W13003(BVcbo=600V)适用输入电压变化较宽的场合。转换速度限制的驱动和外接NPN晶体管的截止特性一起可使EMI降低。
    驱动峰值电流(相对于供电电压VDD)设定有负压系数，这样，较低的供电电压，会自动引导出较高的DRVl峰值电流，这种方式，当供电电压降低时，光耦器可以直接控制VDD去影响驱动电流增加。
    4)ACT30的启动时序
    图2表明一个简化的应用电路。开始，微小电流通过电阻R1给电容C1充电，晶体管作为射极跟随器，使DRVl电压也随之升高，内部调节器产生VDD电压使VDRl为3．6V(对于ACl730A／C)或4．6V(对于ACT30B／D)。不过，VDD不超过5．5V。当VDD达到5V时，该调节器电源的作用停止，VDD开始下降(由于有电流消耗)，当VDD电压降到低于4．75V时，光耦反馈电路阻止VDD进一步下降。这种转换作用也允许反馈绕组接替C1电容去供电。图6为ATC30的典型启动次序波形图。为了限制反馈电压，图2中的VD1用12V稳压管(对于ACT30A／C)或者13V稳压管(对于ACT30B／D)。

    由于启动电流很小，可以把启动电阻R1加大到2MΩ。实际的R1值应按待机损耗和启动时间延迟两者兼顾考虑。
    在正常工作时，来自变压器次级侧的反馈信号，通过光耦转换成电流信号注入VDD脚。VDD脚的动态电阻为9kΩ。综合的VDD电压影响IC的转换。从功能方框图看出，电流限制VC产生器利用VDD电压和基准电压4．75V之间的差，在误差放大器的负输入端上产生一个成比例的偏差电压。在每次开关周期开始点，该驱动器接通。当初级的电流增加时，电流检测电阻电流(是变压器初级电流的一部分)也随时增加。
    当电流检测电阻上的电压加上振荡器斜坡信号，等于误差比较器负的输入电压时，该驱动器就关断。DRVl峰值电流具有负电压系数，为一0．29A／V。
    当输出电压小于调节器电压，VDD脚上的电流就是零。并且VDD电压下降，在VDD=VUV=3．35V，DRV1峰值电流最大为400mA。VDD电压低时，驱动电流IDRV1最大，输出升到调整点，超过此点，光耦又动作，来阻止VDD下降。
    5)极限电流的调节
    该IC专有的驱动安排，允许电流极限值在400mA及1．2A之间调节。
    为了理解这点，该驱动器必须按线性电阻器件来使用。典型的电阻值为3．6Ω(而不是按数字输出开关用)。电流极限值则可通过图7所示的线性组合来计算。对于TO一92封装ACT30A／C，均能设定到400mA极限值，而ACT30B／D被设定为800mA极限值。对于ACT30E(SOT23—5)包封，提供DVRl和DVR2两个端子。

    6)脉冲频率跳变
    PFWM开关控制逻辑单元是依据输出负载电流大小按不同的模式工作的。在轻载下，VDD电压约为4．75V。由每个开关周期(最小导通时间为500ns)传输到输出端的能量，引起VDD稍微增加到高于4．75V，PFWM开关控制逻辑单元框能够检测出这种状态，并阻止VDD低于4．75V。这就导致在脉冲宽度固定而频率可变的情况下，产生一种脉冲频率跳跃作用。因为开关频率下降了，所以，使功耗降低，典型的系统待机功耗是0．15W。
    7)输出短路打嗝
    当输出端短路时，ACT30就进入打嗝模态工作。在这种状态下，辅助的供电电压减弱了。在每周期截止时间内，导通芯片检测器比较DRVl电压和6．8V电压，如果DRVl电压低于6．8V，则IC就不起动下一个周期，使辅助电压和VDD电压两者进一步下降，当VDD电压降低于3．35V时，电路则进入启动模式。
    这种打嗝状态，一直持续到短路被排除为止。有这样的特性，使有效的工作比很低，短路电流很小。为确保IC容易地进入打嗝模式，变压器的绕制应使反馈和输出绕组间紧密耦合。绕制次序(从内到外)为初级绕组、输出绕组、反馈绕组。

3 实用电路介绍
    下面介绍采用ACT30构成的两种实用电路。
    1)小功率开关电源(AC—DC适配器)开关电源电路如图8所示。其输入电压为85～265V，50／60Hz，最大输出功率5W。输出电压Uout=5V±0．5％，输出电流Iout=0～lA。开关频率65kHz。

    电路工作详细说明如下：
    输入交流电压通过VD1～VD4、C1和C2、保险管F1、整流滤波。保险管F1是一种阻燃的可熔断型，防止故障状态，并满足安规故障测试要求。C1和C2满足2μF／W，所用电容值较小。电源频率输出纹波会增加，典型情况下，差模EMI(<500kHz)也会增加。为满足EN55022B／CISPR22B和FCCB传导EMC限额要求，由电容C1和C2及电感L1组成π形滤波器。
    接通电源，高压就加在变压器Tl的1脚上。然后，微小电流就通过电阻(R1+R2)给电容C3充电，而晶体管VT1作为一个射极跟随器，提升ACT30A的引脚3(DRVl)上的电压，IC内部调节器产生一个电压UDRV1=3．6V，(最大值为5．5V)加到ACT30A的1脚(FB／VDD)，并通过R8给C5充电。当UDRV1增加到8．6V(VDD达到5V)该调节器电源的作用停止，而VDD则开始下降。由于ACT30A的内耗电流流过，当VDD电压降到低于4．75V时，IC就开始工作，驱动电流增加，利用C5中的能量去供给IC。当该输出电压达到调节点时，光耦(IC2)反馈电路就阻止VDD进一步下降。该变压器也可用输出绕组接替供电电容经过IC2的次级驱动VT1的射极。(R1+R2)的数值决定着启动时间。(R1+R2)也影响待机损耗，而C3在输出建立期间内(在这段时间输出绕组可能不会给C3足够的能量)还起驱动VT1基极的作用，这样(R1+R2)和C3的数值应该在待机损耗和输出建立时间及在最小输入电压下有满载输出之间进行权衡选择。
    在输出建立期间，C5还用作ACT30A的电源。这样，它就应该储存足够的能量，以保证在最差的条件(在输入电压最小时满载输出)下也能建立起输出，(R8+C5)对整个回路工作的稳定性还起着极性补偿作用。C6是ACT30A的FB／VDD脚对地的解耦电容器。VD6是对反馈绕组电压的整流二极管，R6是限流电阻，R6值大些会减少反馈绕组的损耗，提高效率。但它也不能太大，应该保证在待机状态有正常的输出。
    Z1是稳压二极管，用来箝位C3上的电压，阻止它升得太高，(在满载状态)R10是用来控制回路增益，防止在输出建立期间，ACT30的FB／VDD脚过冲电压，高于4．75V，进入破坏模态工作。
    R7决定着VT1基极的驱动电流，因为VT1应该总是工作在饱和状态。(否则Uce会升高，功耗变大，VT1可能毁坏)即基极电流Ib应大于Ic／β。
    VD7是VT1be结的反向二极管。如果R7较小会引起VT1深饱和，从而增加ACT30从导通转向截止时的时间间隔。(VT1的翻转时间)增加了过渡损耗。效率降低，EMI性能也变差。所以，在保证VT1工作在饱和状态，R7应该尽可能选大些。
    VT1是该变换器的主开关元件，当ACT30切断时，它要承受直流高压，这里采用了所谓射极驱动的新型结构，取代基极驱动。所以，SOA(安全工作范围)从VCEO曾加到VCBO，可以用常规的NPN型W13003 TO一126封装的晶体管作为VT1。
    吸收电路由R3、R4、R5、C4及VD5组成，由于变压器T1的漏感，在由导通过渡到截止期间，会产生高压尖峰信号。它会击穿VT1并引起EMI。所以，必须钳住该尖峰信号，以保护VT1，并得到较好的EMI结果，R3及R4取值小些，C4容量大些，会吸收较多的尖峰能量，并把它钳位到一个较低的电压，但又会增加待机损耗。VD5应选择快恢复或超快恢复二极管，当然，快速恢复二极管较便宜些。
    VD8是次级整流二极管，应在最高环境温度下，按平均电流乘以正向压降。所产生的功率(温升)来考虑快恢复或超快恢复PN型二极管。由R17和C10组成的吸收电路。可以接在VD8两端，以改善EMI性能。
    C7和C8是输出电容，要求选用等效串联电阻ESR低的铝电解电容器，满足输出电压和纹波电流要求。低通滤波器可由C7和C8及电感L2组成，可改善输出电压纹波及EMI性能。
    输出电压(恒压CV型)可通过R12、R13及IC3的基准电压(UREF)来计算，R12、R13是精度为1％的精密电阻，以保证输出电压的精度。反馈环由光耦IC2，R9a、R9b、VT2及电压基准IC3(典型情况为TL431)组成。IC2也作为变压器初级的隔离元件，它的电流传输比CTR(current transitionratio)为0．8～1．6，可选B级PC817。R9a是用来控制回路增益，R0b维持VT2的偏流，IC3保证在所有状态的启动。
    CV模式是由IC2、R9a、R9b及IC3、R12和R13来执行的，当输出电流未高出设置点，转换工作为CV模式，而输出电压等于VREF×(1+R12／R13)。
    Ca和R10是IC3的补偿环节，可保持输出稳定。
    CC模式是由IC2、R9a、R9b和VT2、R11、R14、R15来执行的，实际上，R14//R15是用做电流检测电阻。当R14／R15上的电压降超过VT2的UBE电压时，VT2就导通，并通过驱动IC2的初级LED接替控制该回路。

    这样，最大的输出电流近似等于UBE／(R14//R15)，R14、R15的精度为1％，以获得最大输出电流的精度。R14用lW金属膜电阻即可。R15、R11则可用SMD电阻来限制VT2的基极电流。
    正如上节所述，C2与C2之间的L2，C7和C8之间的L3，C10同R17串联，RCD吸收电路都对改善EMI性能有好处。为了消除传导及辐射EMI，以满足EN55022B／CISPR22B及FCCB规范，也采用其它手段。
    CY是降低EMI的主要元件，它起Y电容的作用。CY值大了会得到较好的EMI性能，但又会使变压器初级一次级间产生较多的漏电流。在绕制变压器时，附加绕制一个绕组作为屏蔽。必要时可采用铜箔缠绕在变压器外面，作为电通量的导通层，可获得较大的EMI裕度。
    2)小功率电池充电器
    图9为采用ACT30和ACT32(相当于TL431)及Wl3002A(T0—92，BVceo>400V，BVcbo>600V)构成的3．75W充电器。交流输入85～265V，输出为5V／0．75A。

    为了改变直流输出电压UoutCV和直流电流大小IoutCC，可改变R7和R6：

    R7=80kΩ·[(VoutCV一1V)／3．8V—l]
    R6=250mA／IoutCC
    采用ATC30布置PCB时应注意：
    (1)ACT30的VDD脚要接旁路元件(图6中的C5、C6)，且这些元件的接地是和变压器初级侧和输入滤波电容器(图6中的C2)的接地端子。
    (2)使输入滤波器，变压器初级绕组，高压晶体管以和ACT30之间的连接线或回路要尽量短。
    (3)使变压器次级绕组，输出整流二极管和输出滤波电容间的回路尽量短。
    (4)为了散热，高压晶体管、输出整流二极管和分流电阻引脚连接的铜箔尺寸适当大些。

4 ACT30的电气参数
    (1)ACT30的额定值ACT30的额定值见表2。

    (2)ACT30电气特性ACT30的电气特性见表3。VDD=4V、Tj=25℃(测量)。