Abstract： In this paper analyze PS－FB－ZVS-PWM and PS－FB－ZVZCS-PWM convertor exist issue，be dead against issue，introduce no-symmetry PS－FB－ZVZCS-PWM circuit。
1 引言
在DC/DC变换器中，则以全桥移相控制软开关PWM变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合。移相控制方式是全桥变换器特有的一种控制方式，它是指保持每个开关管的导通时间不变，同一桥臂两只管子相位相差1800。对全桥变换器来说，只有对角线上两只开关管同时导通时变换器才输出功率，所以可通过调节对角线上的两只开关管导通重合角的宽度来实现稳压控制。如果我们定义此导通重合角的脉宽为输出脉宽的话，实际上就成为ＰＷＭ控制方式。因此，人们也称此类变换器为移相全桥PWM（PS－FB－PWM）变换器。通常定义首先开通的两只开关管为超前桥臂，后开通的两只开关管为滞后桥臂。
2 移相调宽零压变换器
1.移相调宽变换器的基本工作原理
移相调宽桥式变换器的主电路如图1所示。图中S1、S2、S3、S4表示器件内部的开关管，VDs1、VDs2、VDs3、VDs4表示器件内部的反并联二极管，Cs1、Cs2、Cs3、Cs4表示器件的输出电容与外接电容的总和，CP表示变压器T的各种杂散电容之和。Lr是为改善换流条件而接入的，称为换流电感。与传统的PWM桥式电路相比，除增加了Lr及VD1、VD2之外，电路拓扑并无太大差别。其区别在于控制方式不同。传统的PWM控制方式是对角线上的两个开关管同时通/断，其驱动及输出波形如图2（a）所示，图中Ug1、Ug2、Ug3、Ug4分别表示4只开关管的驱动信号。当桥路开通(S1、S4或S2、S3同时开通)时，能量由电源传向负载；当桥路关断（所有器件均不开通）时，变压器T原边电流为零，负载电流由变压器T副边整流二极管续流，副边两绕组内电流大小相等而方向相反，使主变压器保持磁平衡。一个开关周期可分为四个区间，即两个能量传输期，两个间歇期。
如果把Ug1、Ug2的前沿向前展宽，使其宽度接近Ts/2，把Ug3、Ug4的后沿向后展宽，使其宽度接近Ts/2，就得到如图2（b）所示的驱动信号。由图3可知，左边桥臂的驱动信号比右边桥臂的驱动信号超前，即Ug1比Ug4超前，Ug2比Ug3超前，故称左桥臂为超前桥臂，右桥臂为滞后桥臂。这样安排的驱动信号也把一个开关周期划分为四个区间，对角线上的两个开关管同时开通的两个区间，即S1、S4（或S2、S3）同时开通，在这两个区间内，能量由电源传向负载，我们称之为有源期。与电源的同一条母线相联结的两个器件同时开通的两个区间，即VDs1、S3（或VDs2、S4）同时开通，在这两个区间内，变压器原边电流经Lr而形成惯性环流，无外界能量输入，称之为无源期。
就桥臂中点C、B之间的电压而言，传统PWM与移相PWM方式并无明显差异。也就是说 ，两种控制方式下，能量传输期的工作状况并无明显差异。而移相PWM方式下的无源期与传统PWM方式下的间歇期则有实质性的差别。在移相PWM控制方式下，正是无源期惯性环流的存在，才改变了桥臂元件和变压器副边整流管的换流过程。例如，当S1关断时 ，按图2，S4仍处在开通状态。S1关断后，电流将先使Cs1充电，Cs2放电，当UC(S2)=0时，VDs2开通，ip将由变压器原边→Lr→S4→VDs2成回路。在VDs2开通期间，给出S2的驱动信号，就可使S2工作在零压开通模式。当S4关断时，如果Lr储能足够，ip将改由变压器原边→Lr→VDs3→Vin→VDs2构成回路，在VDs3开通期间，给出S3的驱动信号，就可使S3工作在零压开通模式。
由于器件工作在零压开通模式，电压先降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零。另外，因器件开通前电压已下降到零，器件固有电容上的电压亦为零，解决了容性开通问题。同时，由于待开通的器件电压已先降到零，与之相串联的二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管反向恢复问题亦不复存在。
另外，由于器件两端并有电容，器件的关断为准零压关断。关断指令发出后，电流迅速转入电容中，由于受到电容的约束，器件两端电压的上升被延迟减缓，即电流先下降，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。并且关断电压尖峰亦被电容吸收，所以感性关断问题得以解决。
移相调宽全桥变换电路实现了功率器件的零电压开通和准零压关断，克服了硬开关模式的固有缺陷，损耗降低，效率更高。实践表明容性开通和二极管反向恢复所产生的短促电流脉冲，幅值高，频谱宽 ，是干扰的主要来源。零电压开通模式消除了这个主要干扰源，使干扰电平大为降低。基于上述两点，移相调宽全桥变换电路特别适宜于用作大功率DC/DC变换器。
3 移相全桥零电压零电流变换器
目前全桥移相控制软开关PWM变换器的研究热点已由单纯地实现零电压软开关（ZVS）转向同时实现零压零流软开关（ZVZCS）。因全桥移相控制ZVS方案至少有四点缺陷：
（1）全桥电路内有自循环能量，影响变换效率；
（2）副边存在占空度丢失，最大占空度利用不充分；
（3）在副边整流管换流时，存在谐振电感与整流管的寄生电容的强烈振荡，导致整流管的电压应力较高，吸收电路的损耗较大，且有较大的开关噪音；
（4）滞后臂实现零电压软开关的范围受负载和电源电压的影响。
另外，在功率器件发展领域，IGBT以其优越的性价比，在中大功率的应用场合已普遍实用化。因而，针对全桥移相控制ZVS方案存在的问题，各种全桥相移ZVZCS软开关的方案应运而生。目前，正在研究或已产品化的全桥ZVZCS软开关技术主要有；
变压器原边串联饱和电感和适当容量的隔直阻断电容；
变压器原边串联适当容量的隔直阻断电容，同时滞后臂的开关管串联二极管；
利用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位的方法实现ZCS软开关。
除利用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位的方法实现ZCS软开关方案为有限双极性控制方式以外，其它几种方案的控制方式全为相移PWM方式。在上述几种方案都能解决全桥相移ZVS的固有缺陷，如大幅度地降低电路内部的自循环能量，提高变换效率；减少副边的占空度丢失，提高最大占空度的利用率；软开关实现范围基本不受电源电压和负载变化的影响，实现全负载范围内的高变换效率。为提高电路的开关频率准备了条件，使整机的轻量化，小型化成为可能，可进一步提高整机的功率变换密度，符合开关电源行业的发展方向。
图3为移相全桥零电压零电流（PS－FB－ZVZCS-PWM）变换器。CR1、CR2为开关管结电容或并联电容，LR为变压器漏感，CB为隔直阻断电容，LS为串联饱和电感。假设S1、S2为超前桥臂，S3、S4为滞后桥臂。S1（或S2）的开通是通过LR+LS+N2LF与CR1、CR2谐振，使CR1（或 CR2）上的电压降为零，反并联二极管VD1（或VD2）导通，为S1（或S2）创造零电压开通条件。S3、S4实现零电流开关的原理是当原边电流谐振到零时，由于阻断电容和饱和电感的作用使其在零状态保持一段时间，在此期间，S3、S4实现零开关。将图3中的CB、LS去掉，给S3、S4两端分别并联两只谐振电容，即构成移相全桥零电压（PS－FB－ZVS）PWM变换器。其两个桥臂实现零电压开关的
原理与PS－FB－ZVZCS－PWM变换器的前臂相同。
移相全桥软开关变换器具有全桥变换器的优点，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高；而且，它充分利用电路中的寄生参数（漏感、寄生电容等），实现了功率管的软开关；开关损耗小，可实现高频化；控制方法简单（脉宽恒定，只控制移相）。但是，为这些优点付出的代价是：PS－FB－PWM软开关变换器存在着占空比的丢失现象。为了实现滞后桥臂的软开关，变压器原边回路中必须存在一定的电感量（变压器漏感或串联电感），此电感串联在功率传输回路中，势必造成一定的损耗，其上的压降即为占空比的丢失。同时，滞后桥臂实现软开关的范围也因此受到限制。PS－FB－ZVZCS－PWM变换器中为实现滞后桥臂ZCS而在原边串联了饱和电感而非线性电感的原因就是为了减小占空比的丢失。
4 不对称全桥相移式零压零流变换器
但是经过仔细分析这几种方案，还是有如下不足之处：这几种方案都是在变压器的原边采取措施实现ZVZCS软开关，为了使原边电流复位，它们都付出了使原边损耗加大的代价。饱和电感是有损耗器件，且在开关频率较高时，损耗会加大，对饱和电感磁芯材料的要求也很高，不易产品化。滞后臂的开关管串联二极管会增加功率传输时的损耗，二极管的发热量不小，需要散热器固定。利用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位则是使变压器原边漏感能量消耗在IGBT上，且受IGBT反向雪崩击穿能量的限制，影响IGBT的可靠运用。
这几种方案由于在副边都没有采取措施，则为了防止在副边整流管换流时，变压器漏感与整流管寄生电容的强烈振荡和由于二极管反向恢复电流引起的整流管电压应力过高，势必要在整流管上加RC吸收，以降低反向尖峰电压，此时RC吸收电路会带来损耗，且反向尖峰电压的抑制作用达不到最佳效果，同时易引起较大的开关噪音。在选择整流管的耐压定额时，要考虑此反向尖峰电压的影响。
针对全桥ZVZCS软开关方案的问题，提出的不对称全桥相移式零压零流（PS-ZVZCS-PWM）软开关电路，与前述几种方案相比有如下优势：
（1）主变压器原边电路无有损器件，原边损耗降至最低，整个电路也无外加有损吸收器件，大大提高整机的变换效率。
（2）由于在变压器副边采取了有源钳位的措施，RC吸收电路可以取消，降低损耗，且二极管反向尖峰电压的抑制效果最佳，在选择整流管的耐压定额时，可以取低一级耐压的二极管，利于进一步提高效率和可靠性，同时由整流管寄生参数引起的振荡也大大减弱。
（3）在使原边电流复位的时间上，此方案与前述几种方案相比，时间是最短的，而且此方案基本不存在副边占空度的丢失问题，在最大占空度的利用率上，此方案最佳。
在防止全桥主变压器的直流磁偏的问题上，采用最简单可靠的方法，在原边串联隔直电容，同时提出不对称全桥的概念，成功地阻止了原边电流复位以后，由于隔直电容的加入而使原边电流继续反向流动的趋势，使原边电流回零以后能保持住。 不对称全桥相移式零压零流软开关电路方案主电路原理简图如图4，
从主电路的拓扑形式上，可以看出是不对称的。四只主功率管的基本控制方式是移相控制，超前臂为S1，S3，反并二极管和外接吸收电容，滞后臂为S2，S4，无反并二极管和吸收电容。辅管SC的控制时序是以超前臂S1，S3控制脉冲的上升沿触发一单稳高电平信号，控制辅管的开通时间。因而辅管的开关频率是原边主管的两倍。本电路的目的是实现超前臂S1，S3零电压开关，滞后臂S2，S4零电流开关，降低主管的开关损耗，为提高整机的工作频率，同时实现全负载范围内的高变换效率准备条件。工作过程简述如下。
当S1，S4开通时，原边能量向副边传输。S1关断后，原边电流转向C1，C2，C1充电，C2放电，此时S1上的关断电压是缓慢上升的，属零电压关断。直至下管S3的反并二极管导通。此时开通下管S3，属零点压开通。S3开通脉冲的上升沿同时触发一高电平开通辅管SC，此时，副边钳位电容的电压加在副边上成为激励，原边会感应出较高的电压，此电压的作用是使原边电流迅速复位，为滞后臂S2，S4零电流开关准备条件。原边电流回零以后，辅管SC才关断。辅管一旦关闭，副边相当于短路，原边电压相应也为零，此时隔直电容C3上的电压会反加在滞后臂S4管上，设计时，只要遵循限制隔直电容上脉动电压幅值的原则，合理地运用IGBT的倒置特性，就能成功地防止变压器原边电流的逆向流动，并且保证IGBT不发生反向雪崩击穿。此后，滞后臂S4零电流关断。由于原边漏感的存在，滞后臂S2的开通也为零电流开通。原边电流反向，进入下半个周期的循环，此时副边整流管也正在完成换向，由于钳位电容CC的存在，整流管的反向尖峰电压能够很好地抑制。
本电路方案的副边整流方式不仅适于全波整流，同样也适于全桥整流方式，基本工作原理保持不变。
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